（成都爱科特科技发展有限公司）
1、设计目标
应急示位标（EPIRB）系统长期暴露于恶劣的气象环境下，需要适当的测试和维护来保证系统可靠性，否则系统可靠性难以保证，但是EPIRB设备的测试和维护周期很长，目前只是有船检部门作年度检测，而设备的检测周期太长导致设备的可靠性存在很大的隐患。
本项目的目的是研究设计一种低成本的检测设备，可供船舶作EPIRB设备的日常检测和维护使用，称作EPIRB信号测试仪，其基本原理是接收EPIRB发射的无线电信号，采用数字中频解调技术进行解调，对协议数据进行解析，并进行测试结果输出，以检测其是否处于正常工作状态。
中频接收机ADC协议解析ARM数字解调
测试结果输出图1 EPIRB信号测试仪原理框图
EPIRB信号测试仪的功能是接收EPIRB发送的信号，完成有关检测工作。信号测试仪基于软件无线电思想，采用数字化方案，在中频上对信号进行数字化，然后采用ARM完成后续的频率测量、信号解调和协议解析工作。EPIRB信号测试原理方案框图如图1所示。其主要有三部分组成，中频接收、数据采集及基于ARM实现的信号载频测量、解调与协议解析。本方案主要关注中频采集后的信号载频测量、解调算法和协议解析技术（图1的虚线部分），从解调算法、中频频率识别、数字本振设计、数字滤波器设计和抽样判决等方面进行了分析。
2、EPIRB信号技术参数 2.1主要技术指标
发射频率：406.022MHz±2KHz，
406.025MHz±2KHz， 406.028MHz±2KHz， 406.037MHz±2KHz，
406.040MHz±2KHz(2013年后启用)；
目前EPRIB信号同时存在多种频率。
频率稳定度：中期£10-9，长期４310-9； 发射功率：5W±2dBm(3539dBm)； 发射重复周期：47.5-52.5s；
每周期发射报文总时间：短电文：440ms±1%，长电文：520ms±1%； 无调制载波时间：160ms±1%，其包含在报文总时间内； 码元传输速率：400bps±1%；
位同步：15个1。
帧同步：正常工作模式：000101111， 测试/检验模式：011010000；
短电文包括112位码元，长电文包括144位码元。其可以分为5个部分： (l)系统码元：bl-b24是15位系统位同步和9位帧同步。
(2)受保护的第一数据段码元：b25-b85，总共61位。其中，b25表明指示电文格式（1：长电文格式，0：短电文格式）
(3)受保护的第一数据段BCH校验码：b86-b106位，是BCH(82,61)码，总共21位，用于校验b25-b106共82位数据，能够校验3位错误。
(4)随后的内容定义随长、短电文格式而变化。长电文：b107-b132受保护的第二段数据段码元。短电文：b107-bll2为不受保护的数据段码元。
(5)对于长电文的最后12位比特数据，b133-bl44是BCH(63,51)码，用于校验该段的38位数据，能够校验出2个码元数据错误。
2.2双相L调制方式
COSPAS-SARSAT系统无线电信标发射的信号是经过调制的信号，采用
双相L调制方式实质是一种二进制移相键控的调制方±1.1rad双相L调制方式。
式，和一般2PSK的0和180的调制方式有所不同。双相L调制方式是采用+1.1rad(63)和-1.1rad(-63)的编码调制方式。双相L调制信号波形示意图如图2所示：
Bit period1 1 1+1.1rad0 01 0 0 0-1.1rad图2 双相L调制示意图
3、数字接收机方案设计
理想的软件无线电的基本思想通常是采用宽带A/D直接对射频信号采样，模拟体系结构中的所有处理环节均采用数字化方式进行处理，用软件方式实现各种功能。该体系结构通常包括高速高精度ADC器件、FPGA芯片、高速DSP芯片及各种算法软件。实际应用中，受到器件发展水平的限制，对射频信号直接采样还是有很大困难。软件无线电另一种方案是在中频对模拟信号进行采样，得到的数据即是数字信号，再通过数字下变频技术将中频数字信号变换到基带进行处理，也称为数字化中频接收机。
卫星EPIRB的工作频率在406MHz-406.1MHz中的某些频点上，信号调制方式为双相L调制方式，采用射频直接采样方案的接收机方案实现成本比较高，一般中频数字接收机方案，如图3所示。
选频数字接收机低放中放ADCs(nTs)acos(inTs(nTs))cos(inTsLPF0)测试结果输出sin(inTsLPF0)PD判决信号处理协议解析图3 中频数字接收机系统总体结构图
本振采用406MHz，则中频放大器输出为士0.5V的中频信号，频率为22KHz、25KHz、28KHz、37KHz和40KHz。该中频信号被采样后进行数字解调、零中频处理后进行协议解析，最后进行测试报告输出。在对中频信号进行低通采样时，考虑到A/D转换器的量化噪声以及系统噪声等因素的影响，采用的采样频率要高于Nyquist频率，从而降低了系统对低通滤波器的要求。码元传输速率400bps，被双相L调制后等效为800bps，信号带宽为800Hz。中频最高信号频率不超过40KHz。文献表明可以采用128KHz 的ADC采样速率。
采用的正交解调基本算法原理如下。 A/D输出的中频采样信号可表示为：
s(nTs)=acos(winTs+f(nTs))
式中f(nTs)为调制相位，取值为士63度。
设本地载波信号cos(wlnTs+f0)，sin(wlnTs+f0)，则混频后输出为： I1(n)=acos(winTs+f(nTs))cos(wlnTs+f0) a=[cos((wi-wl)nTs+f(nTs)-f0)+cos((wi+wl)nTs)+f(nTs)+f0]2Q1(n)=acos(winTs+f(nTs))sin(wlnTs+f0) a=[sin((wi-wl)nTs+f(nTs)-f0)+sin((wi+wl)nTs)+f(nTs)+f0]2经低通滤波器消除高频分量得：
aI(n)=cos(dwnTs+f(nTs)-f0)
2aQ(n)=sin(dwnTs+f(nTs)-f0)
2式中dw=wi-wl。PD解调输出
Q(n)f(nTs)=tg-1-dwnTs+f0
I(n)显然，根据上式获得正确的解调输出，理想情况下则要求：
当f(nTs)=63时，-63 I(n)-27 acosf(nTs) 2aQ(n)=sinf(nTs) 2I、Q两路信号经PD后得到解调输出 Q(n)f(nTs)=tg-1 I(n)通常的信号处理器方案是基于高速DSP来实现的，尤其在实时性场合，可能需要FPGA+DSP组合方案。对于本方案，由于信号处理不作实时性要求，因此可以降低信号处理速度的要求，采用基于ARM的信号处理方案。基于ARM的信号处理方案内容如下：首先用AD转换器采样数据，并存储在ARM的外部存储中，待EPIRB的发射完全部信号后，读出外部存储中的数据序列，最后由ARM进行数字解调和信息解译处理。由于信号处理是非实时，ARM选型时对速度要求不高；对于非实时性应用，主要问题是数据采集存储容量问题。若AD量化的位数是8位，则本方案所需的外部存储空间为520ms创fs8bits，约为533K， I(n)=大多数ARM都能满足要求。 外部存储A/DARM显示键盘UART 图4 基于ARM的信号处理方案 3.1数字接收机的解调 数字相干解调和模拟信号相干解调原理基本相同。在模拟解调电路中，采用同频同相的本地载波解调，当本地载波性能达不到解调要求时，解调输出有可能失真。数字相干解调法采用数字相干解调法，克服了模拟信号相干解调的这一缺点，因此，一般采用数字相干解调法作为软件无线电的基本解调方法。正交解调方法是常用的数字相干解调法，通过对调制信号进行正交分解，得到同相和正交分量，对同相分量和正交分量进行相应的解调算法，得到原始码元。对于差分解调算法，由于初相被差分掉，因此，相干解调则要求载频相干，而对相位无要求。 3.1正交解调算法 sin(inTss(nTs)acos(inTs(nTs))0)LPFM↑PDLPFM↑0判决FFT+Costas环NCOcos(inTs)图5 正交解调原理框图 根据前面讨论的基本正交解调算法对双相L信号进行解调，其困难在于数字载波提取。实际上由EPIRB信号特点，本文考虑采用相位差分方法解调，基本要求简化为只需载频同步，这可由FFT算法+Costas环完成。 3.2载频同步算法 由于随着用户数量的增加，EPIRB发射信号的频带范围变宽，会导致跟踪精度的降低和锁定频率时间的加长，甚至捕获失败。可以先进行FFT粗略测频，将粗测频率作为软件Costas环的中心频率，减小初始、频差，在较小的噪声带宽下，也能获得高精度的载频，有利于信号频率的测量的方法，其流程如图6所示。 输入数据I，Q两路数据计算相位误差FFT取峰值频率控制信号NCO调整图6 FFT与Costas环算法流程 输入信号为中频采样后的数字信号，对信号先进行512点的FFT运算，粗略计算信号导频部分的频率。将此频率作为NCO的初始中心频率，与输入信号混频后通过低通滤波，读取I／Q路的基带数据，通过公式(4)计算出相位误差，产生控制信号，调整NCO的输出值，进入下次循环。整个过程中，对于每一个子帧数据只进行一次FFT运算。 利用Matlab进行仿真结果和分析如下： 信号的载频F=406.0255MHz，码元速率为400bit／s，噪声为加性高斯白噪声。，采用数字下变频处理，将406.0255MHz的频率与中频406MHz混频后，通过低通滤波器，降低中频到2.55kHz。粗测频时，DFT采用512点的FFT，测得频率值为25488Hz，将此作为Costas环中NCO的初始频率。载波的频率跟踪结果如图7所示。从图7可知，采用FFT先粗略的测量频率，估计出当前EPIRB信号所处的信道，然后采用二阶的软件Costas环跟踪载波，缩短了锁相环的捕获时间，在 100ms之后完全跟踪上了信号导频阶段的载频。从100ms到160ms的时间间隔中，由于锁相环进入稳定状态，对NCO的输出频率求平均值，可以计算出载频的平均频率。在160ms以后，出现了调制数据，此时可以通过软件Costas环解调出数据码元。有文献给出测频结果如表1所示。 FFT计算的频谱2001801601401202.562.5582.5562.5542.552x 104Costas环跟踪频率 锁相环跟踪f/Hz1008060402000123f/Hz456x 10742.552.5482.5462.5442.5422.54 0100200300t/ms400500600图7 FFT+Costas环数字载波提取仿真结果 由表1可知，软件Costas环在EPIRB信号导频阶段测量的频率精度明显高于FFT直接测量的精度。对于A，B，C和F信道中任意一个信号，FFT与Costas环相结合跟踪载频的方法，都能够较快地跟踪到载频信号，并且测得的频率精度较高。 表1 4个信道下测得的频率值 单位：MHz（据文献） 信道 标定频率 FFT测频 FFT+Costas环测 频 A 406.0221 406.022070 406.022096 B 406.0255 406.024882 406.025499 C 406.0283 406.028320 406.028299 F 406.0371 406.023709 406.037100 3.3正交解调的相位差分方法 由前面的正交解调算法原理，PD解调输出为： Q(n)f(n)=tg-1-dwnTs+f0 I(n)显然有 Q(n-1)f(n-1)=tg-1-dw(n-1)Ts+f0 I(n-1)则相位差分为 Q(n)Q(n-1)f(n)-f(n-1)+dwTs=tg-1-tg-1 I(n)I(n-1)令Df(n)=f(n)-f(n-1)+dwTs，则 Q(n)Q(n-1)I(n-1)Q(n)-I(n)Q(n-1)tgDf(n)=tg[tg-1-tg-1]= I(n)I(n-1)I(n)I(n-1)+Q(n)Q(n-1)Df(n)与调制相位和频差有关，但是与初始相位f0无关，频差引入的是一恒定相位dwTs。对于理想调制波形，Df(n)取值为126+dwTs、-126+dwTs和dwTs，其中±126对应波形突变点。当dwTs足够小时，tgDf(n)与调制相位波形的微分输出是一致的，也即通过相位突变点对tgDf(n)处理可以得到调制数据波形。 实际情况是调制波形边沿具有一定的过渡特性。根据双相L调制信号的定义知上 (150100us)。当采升(下降)沿时间为t=150?100ms，则边沿采样点数n=fs妆样频率为128kHz的时候，过渡带内的采样点数为632个，若将过渡带的上升过程近似为线性过程，则相邻采样点之间的调制相位差±(421)。随着采样频率的提高，调制相位差将减小。 基于Matlab的相位差分解调算法仿真分析如下： 仿真产生完整的一帧长报文信号，码元长度M144（码元是随机生成的），中频为25.5kHz，采样频率为128KHz，报文的码元序列如图8(a)所示。图8(b)给出了一帧长报文信号的相位差分后的突变点结果，从中可以通过相位突变点是否超过设置门限检测码元序列，检测结果如图8(c)所示。 原始码元序列10.80.60.40.20020406080码元个数100120140(a) 相位突变点检测0.150.10.050-0.05-0.1-0.15-0.2 tan200250300350t/ms400450500 (b) 相位差分解调结果10.80.60.40.20020406080码元个数100120140(c) 图8 相位差分解调仿真结果 3.4数字本振设计 当获得中频频率wi，从而可以产生正交序列cos(winTs)和sin(winTs)，将中频信号采样序列与正交序列进行混频。为提高计算速度，一般不直接对cos(x)和sin(x)进行计算，而是采用查表方法完成。即在围绕标称频率一定范围内设置多张表，与不同的wi对应，以供调用。 为避免数据存储量太大，要求对于每一个wi，存储数个波形即可表示全部本振序列，即可循环使用，相位连续。根据下式 fs?nwi N可计算出满足上述要求的wi。 wi0 wi1 wi2 表2 本振数据表 cos(wi0Ts),sin(wi0T),cos(2wi0Ts),sin(2wi0T),cos(3wi0Ts),sin(3wi0T),cos(wi1Ts),sin(wi1T),cos(2wi1Ts),sin(2wi1T),cos(3wi1Ts),sin(3wi1T),cos(wi2Ts),sin(wi2T),cos(2wi2Ts),sin(2wi2T),cos(3wi2Ts),sin(3wi2T), 3.5数字滤波器设计 数字滤波器是用来对离散信号进行运算处理，得到期望响应的线性非时变系统，一般由有限精度算法实现。数字滤波器的输入为数字信号量，可以通过对模拟信号进行采样和量化获得，经过处理得到的输出为期望的另一组数字信号量。数字滤波器具有很高的稳定性，受外部环境影响相对较小，可以达到的精度非常高，灵活性也比较大。 3.5.1 IIR滤波器 IIR滤波器可以直接借助于模拟滤波器的方法进行设计，由于模拟滤波器技术比较根据单位脉冲响应长度的不同，数字滤波器可以分为两种类型。如果单位 脉冲响应为有限长序列，称为有限长度单位脉冲响应滤波器(FIR)；否则如果单位脉冲响应为无穷长，称为无限长度单位脉冲响应滤波器(IIR)。成熟，有完整的公式、图表可以借鉴。因此根据频率选择需求，HR滤波器可以使用完整的公式来设计。HR滤波器的设计过程如下：首先，根据参数需求选取对应的逼近方法，如巴特沃兹、切比雪夫或椭圆等逼近；然后，将技术指标代入相应的公式来确定所需的滤波器阶次，同时可以得到滤波器系数或者零极点。需要注意的是，这种方法只能用于选频滤波器的设计，而且滤波器的相位响应在设计过程中一般不予考虑。 3.5.2 FIR滤波器 与 IIR滤波器的设计不同，FIR滤波器没有完整的设计方程可以参考，无法借鉴模拟滤波器的设计技术，因而是完全的离散滤波器设计问题。FIR滤波器以所需离散系统的频率响应为基础，进行逼近处理。FIR滤波器设计时，由于窗函数的存在，能够逼近任意频率响应特性，因此相较于IIR滤波器的设计，可以进行更合理的控制。 在本方案正交解调系统中，采用的是FIR滤波器，因为其具有以下优点： 1)FIR滤波器是具有线性相位的滤波器，只存在一定数量的延迟，但是没有延迟失真。 2)滤波器运算只进行实数运算，不含复数运算。 3)如果滤波器的长度为M+l，也就是阶数为M，运算复杂度为M/2。 3.6判决处理 对解调输出波形进行必要的处理后才能获得码元数据。这些处理包括去直流、滤波和整形、调整为不归零码、码元同步、抽取等。为减小解调输出信号中噪声和毛刺的影响，采用滑动积分方法对解调数据进行滤波。 4、总结 以上给出了基于ARM处理器的EPIRB信号的测试方案，主要包含信号的高精度测频、正交解调算法描述和仿真分析。EPIRB信号解调后的数据解译可以根据EPIRB数据协议进行，不存在较大难度，故未能给出仿真过程和结果。系统方案简单清晰，对器件要求较低，主要测量工作都是由软件算法实现，且无需实时性要求，文献中给出的ARM三星SC2440即可完成，大部分常见芯片都可以达到方案描述的功能，具有较高的可行性。 因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容