无线充电lcc谐振补偿网络的特性

第２９卷　第５期

黑　龙　江　科　技　大　学　学　报

ＪｏｕｒｎａｌｏｆＨｅｉｌｏｎｇｊｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅ＆Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ

　Ｖｏｌ.２９Ｎｏ.５

Ｓｅｐ.２０１９

无线充电ＬＣＣ谐振补偿网络的特性

邓孝祥ꎬ　张鹏飞ꎬ　葛　飞

(黑龙江科技大学电气与控制工程学院ꎬ哈尔滨１５００２２)

摘　要:针对传统无线输电系统存在传输功率和效率随发射线圈上的电流变化、发射线圈的电流随负载变化的现象ꎬ提出一种新型双侧ＬＣＣ补偿结构的谐振变换器拓扑ꎮ通过叠加定理分析法对系统进行建模ꎬ分析影响系统传输功率、效率的因素及输出电流与输入电压之间的增益关系ꎬ给出选取谐振元件参数的方法ꎬ通过ＬＴＳｐｉｃｅ仿真软件对谐振式ＬＣＣ补偿拓扑的ＷＰＴ系统仿真ꎬ搭建系统样机验证仿真的准确性ꎮ结果表明:当副边线圈电流超前原边线圈电流９０°时ꎬ系统为最大传输功率ꎮ搭建１ｋＷ样机进行理论验证ꎬ满载时整机效率为９２％ꎮ

关键词:无线输电ꎻＬＣＣ补偿拓扑ꎻ谐振式变换器　　中图分类号:ＴＭ７２４

ｄｏｉ:１０.３９６９/ｊ.ｉｓｓｎ.２０９５－７２６２.２０１９.０５.０１６文章编号:２０９５－７２６２(２０１９)０５－０６０９－０５

文献标志码:Ａ

ＣｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｂｅｈｉｎｄＬＣＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

ｎｅｔｗｏｒｋｆｏｒｗｉｒｅｌｅｓｓｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ

(ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ＆ＣｏｎｔｒｏｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇꎬＨｅｉｌｏｎｇｊｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅ＆ＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＨａｒｂｉｎ１５００２２ꎬＣｈｉｎａ)

ＤｅｎｇＸｉａｏｘｉａｎｇꎬ　ＺｈａｎｇＰｅｎｇｆｅｉꎬ　ＧｅＦｅｉ

ｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｓａｎｉｍｐｒｏｖｅｄａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅｔｏｔｈｅｅｘｉｓｔｉｎｇｗｉｒｅｌｅｓｓｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍｓ(ＷＰＴ)ｗｈｏｓｅｔｒａｎｓｍｉｓ￣ｌａｕｎｃｈｃｏｉｌｔｅｎｄｓｔｏｃｈａｎｇｅｗｉｔｈｔｈｅｃｈａｎｇｅｏｆｔｈｅｌｏａｄ.Ｔｈｅｓｔｕｄｙｉｓｃｏｍｐｏｓｅｄｏｆｏｂｔａｉｎｉｎｇｔｈｅｆａｃｔｏｒｓａｆ￣ｆｅｃｔｉｎｇｔｈｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒａｎｄｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍａｎｄｔｈｅｇａｉｎｒｅｌａｔｉｏｎｂｅｔｗｅｅｎｔｈｅｏｕｔｐｕｔｃｕｒ￣

Ａｂｓｔｒａｃｔ:ＴｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓａｎｏｖｅｌｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｔｏｐｏｌｏｇｙｗｉｔｈｂｉｌａｔｅｒａｌＬＣＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

ｓｉｏｎｐｏｗｅｒａｎｄｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｔｅｎｄｔｏｃｈａｎｇｅｗｉｔｈｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｏｎｔｈｅｌａｕｎｃｈｃｏｉｌｗｈｉｌｅｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｏｆｔｈｅｒｅｎｔａｎｄｔｈｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｕｓｉｎｇｍｏｄｅｌｉｎｇａｎｄａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｂｙｓｕｐｅｒｐｏｓｉｔｉｏｎｔｈｅｏｒｅｍａｎａｌｙｓｉｓꎻｐｒｏｖｉｄｉｎｇｔｈｅｍｅｔｈｏｄｏｆｃｈｏｏｓｉｎｇｐａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆｒｅｓｏｎａｎｔｅｌｅｍｅｎｔｓꎻａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｎｇｔｈｅＷＰＴｓｙｓｔｅｍｗｉｔｈｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｂｙｂｕｉｌｄｉｎｇｔｈｅｓｙｓｔｅｍｐｒｏｔｏｔｙｐｅ.Ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｓｙｓｔｅｍｅｎａｂｌｅｓｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｔｒａｎｓ￣ｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｗｈｅｎｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｏｆｔｈｅｓｉｄｅｃｏｉｌｉｓ９０ｄｅｇｒｅｅｓａｈｅａｄｏｆｔｈｅｏｒｉｇｉｎａｌｓｉｄｅｃｏｉｌꎻａｎｄｔｈｅｔｈｅｏ￣ｌｏａｄ.

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｗｉｒｅｌｅｓｓｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎꎻＬＣＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｔｏｐｏｌｏｇｙꎻｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

ｒｅｓｏｎａｎｔＬＣＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｔｏｐｏｌｏｇｙｕｓｉｎｇＬＴＳｐｉｃｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｗａｒｅꎬａｎｄｖｅｒｉｆｙｉｎｇｔｈｅａｃｃｕｒａｃｙｏｆｒｙｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎｉｓｏｂｔａｉｎｅｄｂｙｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｎｇａ１ｋＷｐｒｏｔｏｔｙｐｅꎬａｎｄｔｈｅｏｖｅｒａｌｌｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｉｓ９２％ａｔｆｕｌｌ

　　收稿日期:２０１９－０７－１９

　　第一作者简介:邓孝祥(１９６６－)ꎬ男ꎬ黑龙江省鸡西人ꎬ教授ꎬ硕士ꎬ研究方向:电力电子与电力传动ꎬＥ￣ｍａｉｌ:３０３０３６１＿ｃｎ＠ｓｉｎａ.ｃｏｍꎮ

　　　　６１０黑　龙　江　科　技　大　学　学　报　　　　　　　　　　第２９卷　

的电压相量ꎻＳ１、Ｓ２为原副边线圈Ｌ１和Ｌ２的视在功率ꎮ磁耦合器是系统的功率传输器件ꎬ因此仅对磁耦合器进行分析ꎮ

由图２可见ꎬ假设器件均为理想ꎬ忽略其内阻与其他损耗ꎬ系统作用于磁耦合器的总的复功率为

　　传统无线输电系统ꎬ根据线圈和电容连接方式

的不同ꎬ其补偿网路有四种基本的拓扑结构ꎬ分别是串－串(ＳＳ)、串－并(ＳＰ)、并－串(ＰＳ)以及并－并(ＰＰ)ꎮ靳伟[１－２]等对ＳＳ补偿拓扑进行了较为详细的研究ꎬ给出了匹配参数的设计方法ꎮ因其结构较为简单ꎬ元器件少ꎬ当原副边主线圈在ｘ轴和ｙ轴产生位移时ꎬ系统电路仍可工作在谐振状态下ꎬ由此广泛被应用ꎮ但这种补偿拓扑工作时器件的应力较高ꎬ在高压的环境下很难实现ꎮ孙运全等[３]在ＬＣＣ补偿网络基础上ꎬ增加了两个电容器和两个电感器ꎬ虽然器件较多ꎬ拓扑结构较复杂ꎬ但可降低器件应力ꎬ保证系统的安全工作ꎬ同时可以实现高频逆变器工作在ＺＶＳ状态ꎬ提高系统效率ꎮ对此ꎬ笔者通过对ＬＣＣ补偿网络和磁耦合器在内的ＩＰＴ系统(逆变器、补偿网络磁耦合器、整流器的统称)进行建模ꎬ利用叠加定理对其特性进行分析ꎬ给出其设计思路及方法ꎬ通过搭建实验平台验证了其正确性ꎮ

１　ＩＰＴ系统的模型

(ＰＦＣ)、常见的无线电能传输系统主要由整流器

和控制器组成逆变器ꎮ、补偿网络其中ꎬ松耦合变压器也称为磁耦合、松耦合变压器、整流滤波器ꎬ逆变器、补偿网络、磁耦合器和整流桥称为ＩＰＴ系统ꎬ如图１所示ꎮ电网电压经过整流器后变成直流电压ꎬ由高频逆变器逆变成高频交流电压送入谐振系统ꎬ再经过整流滤波给电池充电ꎮ其中谐振系统的磁耦合器是整个充电装置的核心部件ꎬ谐振系统的补偿网络对降低系统的无功功率ꎬ提高耦合和传输功率及效率具有重要的作用[４－６]ꎮ

图１　无线充电系统Ｆｉｇ.１　Ｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇｓｙｓｔｅｍ

１.１　ＬＣＣ补偿网络磁耦合器模型

补偿网络和磁耦合器的电路模型如图２所示ꎬ

图中ꎬＩ副边线圈１为流过原边线圈ＬＬ的电流相量ꎻＵ１的电流相量ꎻＩ２为流过边线圈的电压相量２ꎻＵ２１为副边线圈感应到原１２为原边线圈感应到副边线圈

图２　补偿网络和磁耦合器的电路模型Ｆｉｇ.２　Ｃｉｒｃｕｉｔｍｏｄｅｌｏｆｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｎｅｔｗｏｒｋ

ａｎｄｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｕｐｌｅｒ

Ｓ＝ＳＳ１＋Ｓ２ꎬ

Ｓ１＝ｊωＬ１Ｉ１Ｉ∗１＋ｊωＭＩ２Ｉ∗１＝ｊωＬ１Ｉ２１＋ｊωＭＩ２Ｉ∗

１ꎬ式中ꎬ２Ｉ∗＝ｊωＬ∗

２Ｉ２Ｉ∗２

＋ｊωＭＩ１Ｉ∗

２

＝ｊωＬ２Ｉ２２

＋ｊωＭＩ１Ｉ∗２

ꎬ

}

(１)

系统原副边线圈的复功率之和为

１、Ｉ２———Ｉ１和Ｉ２的共轭ꎮ

Ｓ＝Ｓ１＋Ｓ２＝ｊωＬ１Ｉ１Ｉ∗１＋ｊωＭＩ２Ｉ∗１＋ｊωＬ２Ｉ２Ｉ∗２＋ｊωＭＩ１Ｉ∗

２ꎮ

此外ꎬＳ(２)

视在功率　Ｓꎬ其表达式为２１和Ｓ１２是原副边线圈之间实际传输的　　

１２　＝Ｓｓｉｎ２１＝φ１２－－ｊωＭＩｊωＭＩ２Ｉ∗１＝－ｊωＭＩ１Ｉ∗２１Ｉ２ｃｏｓφ１２ꎮ

＝－ωＭＩ１Ｉ２􀅰

将式(３)代入式(２)有

(３)Ｓ＝ｊωＬ１Ｉ２１＋ｊωＬ２Ｉ２２＋２ωＭＩ１Ｉ２ｓｉｎφ１２＋２ｊωＭＩ１Ｉ２ｃｏｓφ(４)１２ꎬ

式中ꎬφ１２———Ｉ１和Ｉ(４)可知ꎬ原副边线圈的无功功率之和为

２的相位差ꎮ

由式Ｑ＝ωＬ２

因能量仅从系统的原边流向副边１Ｉ２１＋ωＬ２Ｉ２＋２ωＭＩ１Ｉ２ｃｏｓꎬφ由式１２ꎮ

(４)(５)可知ꎬ实际的有功功率为

Ｐ１２＝ωＭＩ１Ｉ经式(１)~(６)推导及分析２ｓｉｎꎬφ系统在传递能量的１２ꎮ

(６)

过程中ꎬ会伴随着无功功率的产生ꎬ而无功功率代表

了磁耦合器的励磁功率ꎬ励磁功率越大ꎬ其将产生更多的磁芯损耗与导通损耗ꎮ因此ꎬ为了获得更高的效率ꎬ应当降低无功功率ꎬ使在一定的视在功率容量下ꎬ提高有功功率占总功率的比率ꎬ实现系统效率的提升ꎮ

ＰＱ１２＝ωＬωＭＩ１Ｉ２Ｍ———原副线圈互感１Ｉ２１＋ωＬ２Ｉ２２＋ｓｉｎφ１２

ꎬꎮ

２ωＭＩ１Ｉ２ｃｏｓφ１２

(７)

式中ꎬ第５期

邓孝祥ꎬ等:无线充电ＬＣＣ谐振补偿网络的特性

１.２　ＬＣＣ补偿网络的ＩＰＴ系统模型

６１１

算ꎬφ１２＝π/２ꎬ即当ｓｉｎφ１２＝１时ꎬ有功功率与无功功率的比值达到最大ꎬ原边电感线圈的电流要滞后获得最大有用功ꎮ同时要保证副边功率因数尽可能接近１ꎬ事实上ꎬ在副边电感线圈上感应的电压Ｕ１２要超前原边电感线圈的电流Ｉ１９０°的相位差ꎬ即从而实现功率因数接近于１ꎮ换而言之ꎬ只要使副边补偿网络实现谐振ꎬ总的等效负载呈阻性负载ꎬ就副边电感线圈电流９０°的相位角时ꎬ副边线圈方能

式(７)中Ｍ是由线圈耦合系数ｋ来决定ꎬ经计

Ｌ１和Ｌ２为磁耦合器的原边线圈自感和副边线圈自成即串联电感Ｌｆꎬ并联电容Ｃｆ以及串联电容Ｃꎮ其中ꎬＵｉｎ表示高频逆变器送入谐振网络的电压ꎻＵｏｕｔ表Ｌｆ１、Ｌｆ２的电流ꎬ该补偿网络相对于传统的ＳＳ补偿电路参数更多ꎬ由此可以带来更多的自由维度[７－１０]ꎮ

ＬＣＣ补偿网络ＩＰＴ系统结构如图４所示ꎮ图中ꎬ

感ꎻＭ为原副线圈互感ꎮ补偿网络电路由三个元件构

Ｕ１２＝ｊωＭＩ１ꎮ因此ꎬ可以实现Ｕ１２和Ｉ２的相位一致ꎬ

示负载电压ꎬｉ１、ｉ２、ｉＬｆ１、ｉＬｆ２分别表示流过电感Ｌ１、Ｌ２、

可以实现功率最大化ꎮ此时副边的有功功率为

Ｐ＝ωＭＩ若仅考虑原副边电感线圈的内阻１Ｉ２＝ωｋ

Ｌ１Ｌ２Ｉ１Ｉ２＝Ｉ２２(ＲＬＲ＋Ｒ２)ꎮ(８)

Ｒ１和Ｒ２ꎬ且Ｑ１＝Ｒ２ꎬ定义原副边电感线圈的品质因数分别为１＝ωＬ１/Ｒ１ꎬＱ２＝ωＬ２/Ｒ２则ＩＰＴ系统的效率为

η＝Ｉ２Ｉ２２１􀅰Ｒ１＋Ｉ２２􀅰􀅰ＲＲＬ

２＋Ｉ２

２􀅰ＲＬ

＝

(ＲＲＬ

Ｌ＋Ｒ２)２

＋ꎮ

(９)

ｋ２Ｑ由式(９)可得ꎬ原副边电感线圈的品质因数１Ｑ２Ｒ２

Ｒ２＋ＲＬ

Ｑ值和磁耦合系数ｋ直接影响了系统的效率ηꎬ由于磁耦合系数在实际工况中是一个较难以改变的参数ꎬ因此ꎬ可以从原副边电感线圈的品质因数来提高传输效率ꎬ即提升系统的谐振角频率ω和降低线圈内阻Ｒꎮ电感线圈的内阻Ｒ可通过改变导线的材质和使用多股的缠绕方式ꎬ还可提升系统的频率ꎬ然而提升系统频率必然会带来系统损耗的增加ꎮ通过查８５阅相ｋＨｚꎮ

关资料和折中考虑ꎬ系统开关频率设计为

磁耦合器效率曲线如图３所示ꎮ在理想状况

下ꎬ原副边线圈的耦合系数大概在０.１２~０.２０之间ꎬ当线圈的品质因数达到４００以上时ꎬ理论上磁耦合器传输效率可以达到９５％左右ꎮ

图３　磁耦合器效率曲线

Ｆｉｇ.３　Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｃｕｒｖｅｏｆｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｕｐｌｅｒ

图４　ＬＣＣ补偿网络ＩＰＴ系统结构

Ｆｉｇ.４　ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＩＰＴｓｙｓｔｅｍｆｏｒＬＣＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

ｎｅｔｗｏｒｋ

为简化分析假设:(１)假设各无源器件为理想元器件ꎻ(２)对送入谐振补偿网络的信号采用基波分析法ꎬ即逆变器输出的方波仅其基波承担能量传输的作用ꎮ(３)假设磁耦合器的线圈匝比ｎ为１ꎬ则电路可进一步去耦简化如图５所示ꎮｋ􀅰图中ＬＬｍ是原副边线圈的互感ꎬ其表达式为Ｌｍ＝１ꎻＬｓ１和Ｌ分别是原边和副边的自感ꎬ可表示为Ｌｓ２Ｌｓ１/ｓ２率的比值最大１/２ꎬ补偿电路去耦简化后＝ｋ􀅰ꎬ在谐振频率点处ꎬ要使有用功率和无用功ꎬ每个谐振网孔都处在完全谐振状态ꎮ

图５　ＬＣＣ补偿电路去耦简化

Ｆｉｇ.５　ＤｅｃｏｕｐｌｉｎｇａｎｄｓｉｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎｏｆＬＣＣｃｏｍｐｅｎ￣

ｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ

根据叠加定理ꎬ将图５进行拆分ꎬ得到两个电源分别作用谐振网络如图６所示ꎮ当Ｕ网络时ꎬ原边Ｃ在谐振频率下共同参ｉｎ作用于补偿ｆ１、Ｃ１、Ｌｓ１和Ｌｍ６ａ与谐振所示ꎬꎬ副边此时有

Ｃｆ２和Ｌｆ２在谐振频率下参与谐振ꎬ如图

ＩＬＵｆ１ꎬｉｎ＝０ꎬＩ２ꎬｉｎ＝０ꎬ

üïｉｎ＝ＵＣｆ１ꎬｉｎꎬＵＬｍꎬｉｎ＝ＵＣïＩ１ꎬｉｎ＝ｊωＵｆ２ꎬｉｎꎬï

ｉｎＵýＬｍꎬｉｎｋＵｉｎＬ(１０)

０Ｌｆ１ꎬＩＬｆ２ꎬｉｎ＝ｊω０Ｌｆ２＝ｊω１０Ｌｆ１Ｌｆ２ꎮï

ï

þ

６１２黑　龙　江　科　技　大　学　学　报　　　　　　　　　　第２９卷　

２　电路仿真

为验证其正确性ꎬ利用仿真软件ＬＴｓｐｉｃｅ进一步验证ＬＣＣ补偿网络的电路特性ꎮ所搭建的ＬＣＣ补偿网络的ＬＴｓｐｉｃｅ模型如图７所示ꎮ根据ＳＡＥ的充电的１级功率等级标准ꎬ系统功率设为１ｋＷꎮ系统输入电压为３００Ｖꎬ输出平均电流为７.８Ａꎬ谐振图６　谐振频率下的网络状态

Ｆｉｇ.６　Ｎｅｔｗｏｒｋｓｔａｔｅａｔｒｅｓｏｎａｎｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙ

当只有Ｕ和Ｌｏ作用于补偿网络时ꎬ副边Ｃｆ２ｍ在谐振频率下共同参与谐振ꎬ原边Ｃｆ１和、ＣＬ２、ｆ１Ｌ在ｓ２

谐振频率下参与谐振ꎬ如图６ｂ所示ꎬ此时有:

ＩＬｆ２ꎬｏ＝０ꎬＩ１ꎬｉｎ＝０ꎬ

üＵｏ＝ＵＣｋＵïïｆ２ꎬｉｎꎬＵＬｍꎬｏ＝ＵＣｆ１ꎬｏ＝ＬｏＬ１

ꎬ

ïＩ２ꎬｏ＝ｊωＵｏꎬＩＵｆ２ýＬＬｋＵï

(１１)

ｆ１ꎬｏ＝ｍꎬｏｏＬ１ï

由式(１１)０Ｌ可知ｆ２:若以－Ｕｊω０Ｌｆ１＝－ｊω０Ｌｆ１Ｌｆ２ꎬï

þ

Ｉｉｎ为参考相量ꎬ又由于Ｕ与ｏ

Ｌｆ２ꎬｉｎ同相ꎬ因此有

Ｕ由叠加定理知ꎬ在ｏＵ＝ｉｎ和－ｊＵＵꎮ

ｏ共同作用下ꎬ为

(１２)

ＩＬｆ１＝ＩＬ－ｊωＬｆ１ꎬｏ＝

ｋＵｏ１ｋＵｏＬ１０Ｌｆ１Ｌｆ２＝ω０Ｌｆ１Ｌꎬü

ï

Ｉ１＝Ｉ１ꎬｉｎ＝ｊωＵｆ２ï

ｉｎ

ï

ï０Ｌꎬ

ＩＬｋＵｆ１ï

ý

ｆ２＝ＩＬｆ２ꎬｉｎ＝－ｊωｉｎＬ１ｋＵＬｉｎＬ１ï

(１３)０Ｌｆ１Ｌｆ２＝ω０ｆ１Ｌｆ２ꎬ

ï

Ｉ２＝Ｉ２ꎬｏ＝ωＵï

ｏï

若忽略谐振补偿网络内部损耗０Ｌｆ２ꎮïþ

ꎬ则系统传输功率的表达式为

Ｐ＝Ｕｉｎ􀅰ＩＬｆ１＝

ｋＵωｉｎＵｏＬ１

ꎮ通过对磁耦合器原副边相位的理论分析进行验０Ｌ２ｆ１

(１４)

证:Ｉ１滞后Ｉ功功率的传输２相位角９０°ꎬ则原副边线圈可以最大有ꎬ实现ＩＰＴ系统的传输效率最大化ꎮ另外ꎬ整个谐振网络的输入端的电压ＵＵｉｎ与电流ＩＬ输出端的电压ｆ１ꎬｏ和电流ＩＬｆ２同相位ꎬ则表示补偿网络的原边与副边实现了单位功率因数运行ꎬ提高了网络的最大限度的有用功传输ꎮ式(１３)表明当耦合系数ｋ值确定时ꎬ输出电流ＩＬＵｆ２只与系统的输入电压ｉｎ有关ꎬ且表现为恒流源ꎮ

频率设为８５ｋＨｚꎮＬＣＣ补偿网络的ＩＰＴ系统仿真参数为:ＬＣ１２＝３０ｎＦꎬ＝ＣＬ２ｆ１＝＝Ｃ１７０ｆ２＝μＨꎬ６６ｎＦꎮ

Ｌｆ１＝Ｌｆ２＝５３.１２μＨꎬＣ１＝图７　ＬＣＣ补偿网络的仿真电路

Ｆｉｇ.７　ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｏｆＬＣＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｎｅｔｗｏｒｋ

图８所示ＬＣＣꎮ补偿网络的由图８可见ＩＰＴꎬ磁耦合器一次电流系统稳态时运行的波形如

Ｉ耦合器二次电流Ｉ１滞后磁ꎬ对比图８ａ、ｂ２相位角９０°符合上述逻辑推导ꎮ其次可得出当负载从３０Ω增加到４５Ω时ꎬ输出电流ＩＬ性ꎻ最后ꎬ由图８ｆ２没有发生变化ꎬ验证了恒流源的特整体不难发现ꎬＩＰＴ系统的输入电压Ｕｉｎ、电流ＩＬｆ１和输出电压Ｕｏ、电流ＩＬｆ２同相位ꎬ符合公式推导且ＩＰＴ系统工作时单位功率因数接近于１ꎮ

图８　ＩＰＴ系统电路仿真运行波形

Ｆｉｇ.８　ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅｆｏｒｍｏｆＩＰＴｓｙｓｔｅｍｃｉｒｃｕｉｔｒｕｎｎｉｎｇ

第５期

邓孝祥ꎬ等:无线充电ＬＣＣ谐振补偿网络的特性６１３

３　实验验证

ＳＶＦ２５ＮＥ５０ꎬ耐压５００Ｖꎬ最大电流２５Ａꎮ隔离型驱动芯片采用了Ｌａｂｓ公司的ＳＩ８２６１ꎮ系统样机运行以后ꎬ对系统波形进行测试ꎮ图９为实验在负载３０Ω的功率下的实验波形ꎬ图９ａ是高频逆变器开关管的驱动和管压降波形ꎬ可以看出ꎬ管压降在驱动到来之前降为０ꎬ实现了原边开关管ＺＶＳ软开关的特性ꎬ通过搭建实验平台ꎬ其中ＭＯＳＦＥＴ采用了

４　结　论

递效率曲线及如何减小无用功提高系统的传输功率ꎮ当副边线圈电流超前原边线圈电流９０°时ꎬ系统传输功率最大ꎮ

(２)分析了ＬＣＣ补偿网络的ＩＰＴ系统模型ꎬ得(１)通过分析磁耦合器模型ꎬ给出了系统的传

出系统样机运行时ꎬ器件参数对最大功率的影响ꎬ通提高了系统的效率ꎮ图９ｂ和ｃ是ＬＣＣ补偿网络的输入输出的电压电流波形ꎬ不难发现ꎬ图中的电流电压相位均相同ꎬ使得传输功率最大化ꎬ同时提高功率因数ꎬ减小对电网侧的污染ꎮ

图９　实验波形

Ｆｉｇ.９　Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｗａｖｅｆｏｒｍ

过叠加定理ꎬ给出了输入电压及输出电流的增益ꎮ

证了该结构拓扑的电路特性(３)通过ＬＴＳｐｉｃｅ仿真软件对模型进行仿真———输出为电流源特ꎬ验性、输出电流仅与输入电压和耦合系数有关ꎬ最后通过搭建１ｋＷ样机对理论进行验证ꎬ满载时整机效率达９２％ꎮ参考文献:

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(编校　李德根)