基于DSP组合式三相逆变电源单极倍频SPWM研究

维普资讯 http://www.cqvip.com 第４１卷第６期　电力电子技术　Ｖｏ１．４１．Ｎｏ．６　２００７牟６月　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｊｕｎｅ，２００７　基于ＤＳＰ组合式三相逆变电源单极倍频ＳＰＷＭ研究　易小强，裴雪军，侯婷，康　勇　（华中科技大学，湖北武汉４３００７４）　摘要：针对大功率逆变电源，提出了组合式三相逆变电路结构加单极倍频正弦脉宽调制技术；介绍了利用数字处理器　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７实现单极倍频ＳＰＷＭ的具体方法。试验结果证明，该方案实用可行，试验波形良好，谐波畸变ＴＨＤ＜Ｉ％。　关键词：逆变电源；脉宽调制；数字控制　中图分类号：ＴＭ４６４　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００—１００Ｘ（２００７）０６—００７７－０３　Ｓｔｕｄｙ　ｏｆ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＳＰＷＭ　ｏｆ　Ｃｏｍｂｉｎａｔｏｒｉａｌ　Ｔｈｒｅｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｏｎ　ＤＳＰ　ＹＩ　Ｘｉａｏ—ｑｉａｎｇ，ＰＥＩ　Ｘｕｅ－ｊｕｎ，ＨＯＵ　Ｔｉｎｇ，ＫＡＮＧ　Ｙｏｎｇ　（Ｈｕａｚｈｏｎｇ　而ｅ　ｏｆ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ　４３００７４，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｆｏｒ　ｈｉｇｈ　ｐｏｗｅｒ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｔｈｉｓ　ｐａｐｅｒ　ｂｒｉｎｇｓ　ｆｏｒｗａｒｄ　ａ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｗｈｉｃｈ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｈｒｅｅ　ｐｈａｓｅ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｎｄ　ｓｉｎｇｌｅ　ｐｏｌｅ　ｄｏｕｂｌｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｉｎｅ　Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＰＷＭ），ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ　ａ　ｉｄｉｏｇｒａｐｈｉｃ　ｍｅｔｈｏｄ　ｕｓｉｎｇ　ＤＳＰ　ｏｆ　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７　ｔｏ　ＣａｌＴｙ　ｏｕｔ　ｔｈｅ　ｓｉｎｇｌｅ　ｐｏｌｅ　ｄｏｕｂｌｅ　ｆｅｒｑｕｅｎｃｙ　ＳＰＷＭ．Ａｔ　ｌａｓｔ，ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔ　ｉｓ　ａｎａｌｙｚｅｄ．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｄ　ｐｏｗｅｒ　ｓｕｐｐｌｙ；ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｔｒｏｌ　１　引　言　器组成，每个单相变压器的次级有中点相连，因而可用　在逆变电源的研究中．全数字化处理与控制已　于大电流的船载电源及需要大功率的ＵＰＳ等情况下。　占主导地位。在主电路的选择上，三相桥式电路的应　用广泛．但在大功率逆变电源中。主电路功率器件上　的电流比较大，可达数百安培，甚至上千安培。对此，　由于组合式三相逆变电路的结构特点。使其较适合　ｌ　用于大功率逆变电源。目前，对于脉宽调制技术的研　究而言。ＳＶＰＷＭ技术的应用广泛。但无论是采用模　Ｉ旺薹　，ｏｃ　拟电路，还是采用数字化电路。要实现这种调制方法　都比较复杂。相对于空间矢量调制方法，单极倍频　图１组合式三相逆变电源主电路　ＳＰＷＭ的实现比较简单．且非常实用，针对组合式三　３单极倍频正弦脉宽调制原理　相逆变电路采用单极倍频ＳＰＷＭ方法，其效果也比　以单相全桥为例，图２示出单相全桥逆变电路。　较好。因此，介绍了在组合式三相逆变电源中利用　图３示出单极倍频　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片实现单极倍频ＳＰＷＭ的方法．　正弦脉宽调制驱动　并在样机上调试，得出试验波形。理论和实际应用表　信号的形成电路。　明．在组合式三相逆变电路中采用单极倍频正弦脉　单极倍频正弦脉宽　宽调制技术，方法简单，且容易实现数字控制。此外，　调制与单极ＳＰＷＭ　逆变器的输出波形也比较好。　控制是完全一样的，只是三角波为双极性三角波。图　２组合式三相逆变器主电路　４示出单极倍频ＳＰＷＭ电压波形。　图１示出由３个单相全桥逆变电路组合而成的　在图３中，①当瞬时值／Ｚｒ￣Ｕ　时，比较器Ａ的输　一个三相逆变电源主电路．称其为组合式三相逆变电　入端　为正；当ＶＴ．有驱动信号ＵｇＶＩ＇Ｉ时，　为负，　路。该电路的拓扑结构简单，适合用于大电流应用场　ＶＴ２截止。②当瞬时值Ｕｒ＜Ｕ　时，比较器Ａ的输入端　合。由于它特殊的电路结构，即输出端由３个单相变压　为负；当ＶＴ　截止时，　为正，ＶＴ２有驱动信号　定稿日期：２００６—０９—２０　ＵｇＶＩ２。③当瞬时值　＋　＞Ｏ时，比较器Ｂ的输出端　作者简介：易小强（１９８３一），男，江西吉安人，硕士研究生。　为正；ＶＴ４有驱动信号　时，　为负，ＶＴ　截止。④　研究方向为电力电子与电力传动。　当Ｕｒ－．￣－ｕ。＜Ｏ时，比较器Ｂ的输出端　为负；当ＶＴ４截　７７　维普资讯 http://www.cqvip.com 第４１卷第６期　２００７年６月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　ＥｌｅＣｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４１．Ｎｏ．６　Ｊｕｎｅ，２００７　止时，ｕ　为正，ＶＴ，有驱动信号ｕ　。　考正弦波）比较得出ＰＷＭ输出，当ＣＭＰＲｘ的值大于　Ｔ１ＣＮＴ的值时，对应的ＰＷＭ输出高电平，否则输出　低电平。然后通过改变ＣＭＰＲｘ的值就能得到不同的　ＰＷＭ信号去驱动ＩＧＢＴ开关管。　ＩＦ弦波“　二伯波“ｃ　在软件构造中。程序先将采样得到的三相电压　经过坐标转换到ｄ，ｑ轴下，再在ｄ，ｑ轴下进行诸如　重复控制、ＰＩ控制等一系列控制后，经２Ｒ／３Ｓ坐标　图３　单极倍频ＳＰＷＭ驱动信号形成电路　变换到三相。这时得出的三相电压值就是用来控制　ＰＷＭ信号的。现以Ａ相为例，根据组合式逆变电路　如图４所示。单极倍频ＳＰＷＭ控制输出波形在　正半周只有正脉冲电压，负半周只有负脉冲电压，故　的特点。对应Ａ相桥的正弦参考波值放到ＣＭＰＲ　和　它是单极性ＳＰＷＭ控制，但是又因其三角波为双极　ＣＭＰＲ４中．设最后得出的Ａ相控制电压为ＵＡＪＢ，　性。在载波比相同时，其输出电压中的脉波数大约比　程序实现为：若ＵＡ＿ＴＢ＞０，ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ／２＋ＵＡ＿ＴＢ，　单极ＳＰＷＭ调制时多了一倍，也即用同样的开关频　相当于（Ｔ１ＰＲ／２＋Ｔ１ＰＲ／２）Ｍｓｉｎｔｏｔ（Ｍ为调制比）一　率．单极倍频调制可把输出电压中的脉波数提高一　ＣＭＰＲ　；ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ／２一　ｌＡ１Ｂ，相当于（Ｔ１ＰＲ／２一　倍．这对减少开关损耗和改善输出电压波形质量都是　Ｔ１ＰＲ／２）Ｍｓｉｎｔｏｔ－－＊ＣＭＰＲ４。ＣＭＰＲ１与ＣＭＰＲ４相当于　有益的。尤其在大功率的逆变电源中，开关损耗比较　取反向的参考正弦波。其中，ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ＝Ｔ１ＰＲ，用　大．因此在设计中需重点考虑。这种情况下采用单极　到了ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ是因为计数器是从零到Ｔ１ＰＲ计　倍频ＳＰＷＭ调制对于减少开关损耗效果更加明显【１Ｊ。　数．在单极倍频ＳＰＷＭ中，相当于三角载波是关于　Ｘ：Ｔ１ＰＲ／２对称的。但是正弦波是关于　轴对称的，　故加上ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ／２是用来抬高正弦波，使比较　能正常完成，图５示出程序原理图。单极倍频ＳＰＷＭ　波形的计算和输出是在定时器下溢中断中完成的。　图６示出以Ａ相为例的中断子程序流程图。　三角学波　．　ｖ，　、八　图４单极倍频ＳＰＷＭ电压波形　４　单极倍频ＳＰＷＭ在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７　／＼　上的实现　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片是ＤＳＰ控制器２４ｘ系列的　图５单极倍频ＳＰＷＭ程序原理图’　新成员．对电机数字化控制非常有用【２Ｊ。几种先进的　图中　一载波，每个载波的时间为２５６￣ｓ　ｌ『一参考波　外设被集成到该芯片内，以形成真正的单芯片控制　而　器　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片带有双事件管理器，高性能　ｌ装载计算得到的参Ｉｌ０位模数转换器，提供多达ｌ６路的模拟输入。　考Ⅱ垒！！．三弦波值ＵＡ　ＴＢ１　　Ｉ　　在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７上实现单极倍频ＳＰＷＭ的　输出途径有：①通过芯片内部的事件管理器模块生　◇’　　成ＰＷＭ信号；②用软件构造ＰＷＭ信号。这里采用　ｒ————●————＿＿１Ｙ　软件构造法。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７有两个事件管理器　菝商波　ＣＭ并ＰＵ　ＴＢ　取Ｒ　ＲＺＥ　—Ｉ考０／２“７　ＩＩ厂—　ｌＩ　ｕＡ—ＴＢ＋ＣＭＰＲ—ＺＥＲＯ／向　青止强．披　　抬高参考正弦波　ＣＭ　ＰＲ　ＺＥＲ０／２一　（ＥＶＡ。ＥＶＢ）。也即共有６个比较单元（ＥＶＡ：　ＵＡ　ＴＢ　处　后的参考正弦波　处理后的参考Ｊ】：弦波　Ｃｏｍｐａｒｅ１～Ｃｏｍｐａｒｅ３，ＥＶＢ：Ｃｏｍｐａｒｅ４～Ｃｏｍｐａｒｅ６），利用　值放到比较寄存器　值放到比较寄存器　ＣＭＰＲ４中　ＣＭＰＲｌ　｝Ｉ　ｌ抬高并取反参考』Ｉ！弦　这６个比较单元可生成ｌ２路ＰＷＭ波形。这里采用　ｌ波ＣＭＰＲ　ＺＥＲＯ／２＋　计数器连续增减模式。计数器从零开始连续增计数到　兰　处　后的参考正弦波ｌ　Ｔ１ＰＲ的值。再从Ｔ１ＰＲ连续减至零（相当于三角载　值放到比较寄存器ｌ　ＣＭＰＲ　４ｑ。　ｌ　波）。在此期间，与比较寄存器ＣＭＰＲｘ的值（相当于参　图６单极倍频ＳＰＷＭ中断子程序流程图　７８　　．维普资讯 http://www.cqvip.com 基于ＤＳＰ组合式三相逆变电源单极倍频ＳＰＷＭ研究　５试验控制系统　恒定的＿△量，完全抵消扰动的作用。以达到无静差。　对于三相组合式逆变电路．该试验选择了三相统　一个稳定的反馈控制系统，如果前向通道包含有积　一控制。统一控制将ｎ。ｂ，Ｃ三相系统等效为ｄ。ｑ旋转　分环节１　。则该系统对于阶跃型指令可作到无静差　坐标系。在ｄ，ｑ旋转坐标系下控制变量只有两个。易　跟踪，同时可完全抵消掉所有作用于积分环节之后　于实现数字化控制。程序中要求的存储空间小。速度　的阶跃型扰动对稳态输出的影响。　快。理论上可实现无静差调节；控制上可省去一个均　传统的ＰＩ调节器不仅原理简单。而且非常实用。　值环，控制系统简单。其次，在ｄｉｑ坐标系下，　，　Ｐ调节器能快速抑制瞬时扰动：Ｉ调节器能抵消持续　Ｑ＝ｕＪ￣．可方便地实现有功和无功的瞬时值控制。　扰动。在此，瞬时　控制方法采用瞬时值反馈控制加重复控制。为了　值控制器选用了　改善ＳＰＷＭ逆变器输出电压波形的质量，必须引入　ＰＩ调节器。图８示　输出电压瞬时值闭环控制技术。在各种控制方案中，　出其结构框图。　图８　ＰＩ调节器加重复控制框图　重复控制技术具有明显的优点。对于重复控制，　６试验结果　Ｆｒａｎｃｉｓ和Ｗｏｎｈａｍ提出的内模原理１３１起了重要作用。　针对上述调制与控制方法．在样机功率为　内模原理指出。若产生信号的发生器包含在一个稳定　１０ｋＷ的逆变电源上进行了试验。逆变电源的功率　的闭环系统中．被控量的输出能无误差地跟踪参考信　开关管采用ＩＧＢＴ。开关频率设为３．９ｋＨｚ。额定电压　号。重复控制器就像一个信号发生器那样，持续提供　为３８０Ｖ．带阻性负载。图９ａ示出Ａ相桥１和Ａ相　与实际外部信号相一致的输出信号。以供控制器其它　桥２的ＰＷＭ驱动电压ＵｇＩ￣ＶＭ　和ＵｇＰＷＭ２试验波形。可　部分作为选择合适的输出控制量时参考。，　见，ＵｇＰＷＭ　波形是驱动ＶＴ　的；　删波形是驱动ＶＴ３　重复控制充分利用了重复性这一系统扰动的唯　的。图９ｂ．Ｃ示出经过１／３分压后带载或空载时　Ａ相　一已知特性。控制简单．稳态时可得到很好的波形质　电压Ｕ。和Ａ相电流ｉ。的试验波形。可见，输出电压　量．而且只需　约为３７８Ｖ。接近额定电压值。图９ｄ，ｅ示出突加负载　检测输出电　或突减负载时Ａ相电压Ｕ。和Ａ相电流ｉ。的试验波　形。可见。在突变负载的情况下，波形仍然比较好，没　图７重复控制器的结构框图　压。图７示出　一图中ｅ——误差　个重复控　有较大的振荡。而且对逆变器的冲击也小。图９ｆ示　Ⅳ－一一个正弦周期中的采样拍数　制器［４１的结构　出谐波分析图。可见，谐波很小，ＴＨＤ＜Ｉ％。　Ｌ周期延迟环节　框图。　Ｑ（　）——滤波器　可坊　Ｇ　）——重复控制环路补偿器　‘　’　，）——重复控制器在下一周期输出　制延迟一个周　的控制量　期起作用。设　置ｚ　可以等效实现超前环节；Ｑ（ｚ）用于改进内模；　ｔ／２．５ｍｓ／格　Ｃ（　）可提供幅值补偿和相位补偿，以保证重复控制系　（ａ）ＺｉｇＰＷＭＩ和　ｇＰＷＭ２波形　　＿－　●　＾　●　＿　鞋　统的稳定性。但是，重复控制的动态响应欠佳。所以可　ｌ　ｌ＿　　。●＿　ｉ／　《　２　采用瞬时值反馈控制加重复控制的混合式控制方案　蝗　予以解决。　Ｐ调节器。检测到误差即扰动信号。立即响应产　３　Ｕ　０　生相反的作用，以抵消误差。消除扰动影响。对瞬态　ｔ，／｛Ｏｒｅｓ／格ｔ／２Ｏｒｅｓ／格　（ｃ）空载时的“　波形　（ｄ）突加负载时的“ａ年【Ｉｉａ波形　扰动。Ｐ能起到很好的抑制作用。但对持续存在的稳　态扰动。一旦Ｐ的调节作用使得系统达到无差．Ｐ的　；　作用消失。扰动又重新起作用。Ｐ则再次响应去抑制　误差，如此反复。因此．Ｐ调节器的响应虽然比较快，　星；　１　但无法达到静态无差，一直处于动态调节过程。　Ｉ调节器，若某时刻系统因扰动作用ｒ（ｔ）而使输　ｔ／１Ｏｍｓ／格　（ｅ）突减负载时的ｌｆａ丰ｕｉａ波形　（ｆ）谐波分析图　出变化了△，反馈控制系统检测到扰动作用，则Ｉ调　图９试验结果　节器以一定的步长累积．直至稳态时，Ｉ作用产生了　由试验波形可见，该试验采用的（下转第１０１页）　７９　维普资讯 http://www.cqvip.com Ｐ型ＳｉＣ欧姆接触高温可靠性的研究进展　化学反应，所以接触热稳定性达不到应用的要求【３１。　３．２加保护层　５００％时持续１００ｈ稳定，以及在９５０％时，退火５ｍｉｎ　得到的最低阻值为９．６ｘ１０－５￣・ｃｍ　和在６００％时持续　Ｓ　Ｋ　Ｌｅｅ等人的研究结果表明，在欧姆接触工艺　后蒸发一层Ａｕ或Ｐｔ可起到保护作用，所得到的样　品在真空６００％下能稳定１００ｈ以上。　３．３多层金属作为接触材料　欧姆接触要具有良好的力学性质，因而在制作　１００ｈ稳定的研究。但是，对满足更高工作温度，即　６００％～６５０％，或更长可靠运行时间，即大于１００ｈ，或　更高电阻量级，即ｌＯ　・ｃｍｚ等的欧姆接触还有待进　一步发展，它可从材料和工艺两方面继续改进。　已有的Ｐ型ＳｉＣ欧姆接触高温稳定性测试都是　过程和后续工艺或使用过程中必须粘附坚固。通常　对于单层金属接触形成的ＳｉＣ欧姆接触，由于器件　在氮气中进行的，还没有在真空或大气中进行的测　试，也没有通电流或不通电流的对比测试研究，这些　制备中接触层与Ｓｉ的化学反应或原子间的扩散，使　都还需进一步探讨。关于合金对高温可靠性的改进　之很难满足应用的要求。因此，制备高温ＳｉＣ欧姆接　也应进一步深入研究。　触的较好办法是采用金／难熔金属／ＳｉＣ的多层接触　系统。在多层接触系统中，由于Ｃｒ，Ｎｉ，Ｔｉ，Ｔａ和Ｗ　参考文献　等难熔金属与ＳｉＣ形成的碳化物或硅化物变成致密　［１１　Ｌｉｓａ　Ｍ　Ｐｏｒｔｅｒ，Ｒｏｂｅｒｔ　Ｆ　Ｄａｖｉｓ．Ａ　Ｃｒｉｔｉｃａｌ　Ｒｅｖｉｅｗ　ｏｆ　Ｏｈｍｉｃ　和坚固的接触层，使Ａｕ难以越过这阻挡层向下扩　ａｎｄ　Ｒｅｃｔｉｆｙｉｎｇ　Ｃｏｎｔａｃｔｓ　ｆｏｒ　Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ［Ｊ］．Ｍａｔｅｉｒａｌｓ　散，因而接触的物理、化学和电学性质非常稳定。　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，１９９５，（Ｂ３４）＇８３～１０５．　Ｒｏｕｍｅｎ　Ｋａｋａｎａｋｏｖ等人研究了６００％时Ａ　ｉ／　［２１　Ｓ　Ｈａｒａ，Ｔ　Ｔｅｒａｊｉ，Ｈ　Ｏｋｕｓｈｉ，ｅｔ　．Ｐｉｎｎｉｎｇ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｈｍｉｃ　ＳｉＣ和Ａ１ＳｉＴｉ／ＳｉＣ接触的热稳定性，试验在６００％氮　Ｃｏｎｔａｃｔｓ：Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｔｏ　ＳｉＣ（００Ｏ１）［Ｊ】、Ａｐｐｌｉｅｄ　Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｓｃｉｅｎｃｅ，１９９６，（１０７）：２１８－２２１、　气中测试１００ｈ发现，Ａ１／Ｓｉ／ＳｉＣ接触，在２４ｈ内保持初　【３】Ｌ　Ｋａｓｓａｍａｋｏｖａ，Ｒ　Ｋａｋａｎａｋｏｖ，Ｎ　Ｎｏｒｄｅｌｌ，ｅｔ　．Ｓｔｕｄｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　始值为２．４ｘｌｏ—ｌＱ・ｃｍｚ，之后上升到６．２ｘ１０￣・ｃｍ　。测　Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ，Ｔｈｅｒｍａｌ　ａｎｄ　Ｃｈｅｍｉｃａｌ　Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ　ｏｆ　Ｐｄ　Ｏｈｍｉｃ　试时间增加。导致性能恶化，１００ｈ后，恶化程度严　Ｃｏｎｔａｃｔｓ　ｔｏ　Ｐ－ｔｙｐｅ　４Ｈ—ＳｉＣ：ＤｅｐｅＩ｝ｄｅｎｃｅ　ｏｎ　Ａｎｎｅａｌｉｎｇ　重。然而。Ａ１ＳｉＴｉ／ＳｉＣ接触在寿命测试温度稳定运行　Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ［Ｊ】．Ｍａｔｅｒｉａｌｓ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，１９９９，　１００ｈ后。阻值没有变化。试验结果表明，在接触材　（Ｂ６１—６２）：２９１－２９５．　料中加钛可提高热稳定性。以确保在高温下应用［５１。　［４］　Ａ　Ａ　Ｉｌｉａｄｉｓ，Ｒ　Ｄ　Ｖｉｓｐｕｔｅ，Ｔ　Ｖｅｎｋａｔｅｓａｎ，ｅｔ　．Ｏｈｍｉｃ　Ｍｅｔ－　４结论　ａｌｌｉｚａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｆｏｒ　ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ－ｇａｐ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ　稳定的电接触是实现ＳｉＣ高温应用及大功率应　［Ｊ］．Ｔｈｉｎ　Ｓｏｌｉｄ　Ｆｉｌｍｓ，２００２，（４２０—４２１）：４７８－４８６．　［５１　Ｒｏｕｍｅｎ　Ｋａｋａｎａｋｏｖ，Ｌｉｌｉａｎａ　Ｋａｓｓａｍａｋｏｖａ，Ｉｖａｎ　Ｋａｓ－　用的关键。在高温条件下，应使接触电阻率或势垒高　ｓａｍａｋｏｖ．ｅｔ　．Ｉｍｐｒｏｖｅｄ　ＡＩ：Ｓｉ　Ｏｈｍｉｃ　Ｃｏｎｔａｃｔｓ　ｔｏ　Ｐ－ｔｙｐｅ　度在长时间内保持稳定的电学特性。目前，已有７００￣Ｃ　４Ｈ—ＳｉＣ［Ｊ】．Ｍａｔｅｒｉｌａｓ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，２００１，　退火得到的欧姆接触电阻率为５．７ｘ１０　Ｑ・ｃｍ　和在　（Ｂ８０）：３７４—３７７．　（上接第７９页）　方法．并结合组合式三相逆变电路设计的逆变电源具　调制方法和控制方法针对组合式三相逆变电路是非　有较好的抗负荷冲击能力。　常有效的。　７结论　参考文献　（１）单极倍频ＳＰＷＭ能有效减少开关损耗，且数　【１】　陈坚．电力电子学——电力电子变换和控制技术［Ｍ】．　字化实现比较简单。针对组合式三相逆变电路结构有　北京：高等教育出版社，２００２．　较强的结合性。　［２】　￣ｔｌＳｎ平．ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０ｘＤＳＰ结构、原理及应用［Ｍ】．北京：　（２）ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片是目前用于逆变电源　北京航空航天出版社．２００２．　【３】　孔雪娟，王荆江，彭力．基于内模原理的三相电压源型　控制较为理想的选择。在一般中高功率的逆变电源　逆变电源的波形控制技术［Ｊ】．中国电机工程学报，２００３，　中采用ＤＳＰ．以实现单极倍频ＳＰＷＭ调制加组合式　２３（７）：６７－７０．　三相逆变电路的策略是合适的。　【４】　胡兴柳．基于重复控制技术的逆变电源研究［Ｊ］．电力电子　１０１