具有功率因数校正的全桥移相软开关电源设计

第３４卷第４期　天　津　工　业　大　学　学　报　ＪｏＵＲＮＡＬ　ｏＦ　ＴＩＡＮＪＩＮ　ＰｏＬＹＴＥＣＨＮＩＣ　ＵＮⅣＥＲＳＩＴＹ　Ｖｏ１．３４　Ｎｏ．４　Ａｕｇｕｓｔ　２０１５　２０１５年８月　ＤＯＩ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１６７１—０２４ｘ．２０１５．０４．０１３　具有功率因数校正的全桥移相软开关电源设计　付贤松　，张　远　，牛萍娟　（１．天津工业大学大功率半导体照明应用系统教育部工程研发中心，天津工程学院，天津摘３００３８７）　３００３８７；２．天津工业大学电子与信息　要：传统高频电源效率较低且对电网造成了污染，运用功率因数校正技术和软开关技术可实现高效率和低污　染．对功率因数电路和全桥电路进行了理论设计和参数估算，设计出了一款２　ｋＷ的电源样机，并给出了样　机的功率因数和移相全桥ＺＶＳ的实验波形．结果显示设计可行，样机性能指标基本满足设计要求．　关键词：功率因数校正；零电压开关；移相控制　中图分类号：ＴＮ８６　文献标志码：Ａ　文章编号：１６７１—０２４Ｘ（２０１５）０４—００６３—０５　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｏｗｅｒ　ｗｉｔｈ　ＰＦＣ　ａｎｄ　ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｔｅｄ　ｆｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ　ｓｏｆｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ＦＵ　Ｘｉａｎ—ｓｏｎｇ　，ＺＨＡＮＧ　Ｙｕａｎ　一，ＮＩＵ　Ｐｉｎｇ－ｊｕａｎ　（１．Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　Ｒｅｓｅａｒｃｈ　Ｃｅｎｔｅｒ　ｏｆ　Ｈｉｇｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ｓｏｌｉｄ　Ｓｔａｔｅ　Ｌｉｇｈｔｉｎｇ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｏｆ　Ｍｉｎｉｓｔｒｙ　ｏｆ　Ｅｄｕｃａｔｉｏｎ，　ａｎｊｉｎ　Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｔｉａｎｊｉｎ　３００３８７，Ｃｈｉｎａ；２．Ｓｃｈｏｏｌ　ｏｆ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ａｎｄ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｔｉａｎｊｉｎ　Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｔｉａｎｊｉｎ　３００３８７，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｏｗｅｒ　ｓｕｐｐｌｙ　ｈａｓ　ｌｏｗ　ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ　ａｎｄ　ｐｏｌｆｌｕｔｉｏｎ　ｏｎ　ｔｈｅ　ｇｒｉｄ，ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ）　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ａｎｄ　ｓｏｆｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｉｓ　ｕｓｅｄ　ｔｏ　ａｃｈｉｅｖｅ　ｈｉｇｈ　ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　ａｎｄ　ｌｏｗ　ｐｏｌｌｕｔｉｏｎ．Ｔｈｅ　ｍａｉｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｎｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｗｅｒｅ　ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌｌｙ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ａｎｄ　ｔｈｅｉｒ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｗｅｒｅ　ｅｓｔｉｍａｔｅｄ．Ｔｈｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｏｗｅｒ　ｐｒｏｔｏ—　ｔｙｐｅ　ｗｉｔｈ　２　ｋＷ　ｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ，ａｎｄ　ｔｈｅ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ　ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　ｏｆ　ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄ　ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ　ＺＶＳ　ｗｅｒｅ　ｇｉｖｅｄ．Ｔｈｅ　ｒｅｓｕｌｔ　ｓｈｏｗｓ　ｔｈａｔ　ｔｈｉｓ　ｄｅｓｉｇｎ　ｉｓ　ｐｒａｃｔｉｃａｂｌｅ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｃａｎ　ｍｅｅｔ　ｔｈｅ　ｄｅ—　ｓｉｇｎ　ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ）：ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｔｆｅｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ　近年来，高频开关电源技术在理论研究和生产应　用方面都取得了相当多的成果，其研究涉及电力电　关电源．该电源分为前级和后级，前级为采用ＢＯＯＳＴ　结构的有源功率因数校正电路，控制芯片选取ＴＩ公司　的ＵＣ３８５４；后级为采用移相控制软开关技术的全桥　变换器，控制芯片选取ＴＩ公司的ＵＣＣ３８９５．主电路主　子、自动控制等众多技术领域【】１．功率因数校正、软开　关、电磁兼容性都是开关电源的研究方向［２１．目前市场　上普通的大功率高频开关电源噪音大、功率因数低、　稳定性差［３１，并且会产生大量谐波，进而污染电网．高　频开关电源内部应用了软开关技术和功率因数校正　要包括单相交流输入电源、整流滤波电路、功率因数　电路、移相全桥变换电路、高频变压器、输出整流滤波　电路同，系统框图如图１所示．　电网　（ＰＦＣ）技术，具有体积小、效率高、绿色节能、稳定性好　等优点［４１，是当前通信电源行业研究发展的主流方向．　本文运用功率因数校正技术和全桥移相软开关技术，　研制了一款大功率、低功耗、低噪音的高性能开关电　源，并对样机进行了实验分析．　１整体设计　图１总体结构框图　本文根据设计指标研制了一款大功率高性能开　收稿日期：２０１５—０１—２６　Ｆｉｇ．１　Ｂｌｏｃｋ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ｏｖｅｒａｌｌ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　基金项目：科技型中小企业技术创新资金资助项目（１３ＺＸＣＸＧＸ３１７００）　通信作者：付贤松（１９７６一），男，博士，副教授，研究方向为数模混合集成电路设计和ＬＥＤ驱动设计．Ｅ－ｍａｉｌ：ｆｕｘｉａｎｓ＠１６３＿ｃ０　・－－——６４－－－——　天津工业大学学报　第３４卷　设计指标如下：交流输入电压　ｉ　为１８０～２６４　Ｖ；　，Ｊ＝　＝０．５６　ｍＨ　（３）　输入频率为４７～６３　Ｈｚ；输出额定功率为２　ｋＷ；开关频　率为１００　ｋＨｚ；直流输出额定电压为ｌ０　Ｖ；输出电流调　节范围为０～２００　Ａ；整机效率卵≥８５％；满载时功率因　数ＰＦ＞０．９５．　式中：占空比Ｄ取０．７；　为输出电压ｉ　取１００　ｋＨｚ；　△，为峰一峰值纹波电流；电感值　取整数１　ｍ　Ｈ．　２．２输出电容器设计　因其他技术均很成熟，所以本文只讨论功率因数　两个因数共同决定了电容值，分别是维持时间　校正技术和全桥移相技术．　２功率因数电路设计　传统的开关电源整流桥后直接放大电容滤波，导　致了大量的谐波，这不仅对电网造成了污染，也降低　了功率因数．本文功率因数部分采用ＵＣ３８５４控制，主　要由开关管　、电感　、二极管　叻和输出电容Ｃ　组　成．典型电路图如图２所示．　出　Ｒｍ　ＣＦＦｌ　图２典型应用电路　Ｆｉｇ．２　Ｔｙｐｉｃａｌ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ　２．１　Ｂｏｏｓｔ电感器的选择　电感器决定了输入端的高频纹波电流总量，可按　给出的纹波电流值来选择电感值．电感器的选择始于　输入正弦电流的峰值，最大峰值电流出现在最小电网　电压的峰值处同：　、ｒ　Ｄ　，ｌ。　＝　－　＝１５．７１　Ａ　（１）　ｈｌ　ｎ　式中：　为输入电压最小值；Ｐ为输入功率．电感器　中的峰一峰值纹波电流通常选择在最大峰值电网电流　的２０％左右．电感值根据低输入电压时半个正弦波顶　部的峰点电流来选择，或根据此处输入电压和开关频　率的占空因数选择．需要给出如下２个方程式：　Ｄ＝　（２）　和输出电压纹波的大小．输出电容如下式所述：　：　：１　７１４　Ｆ　（４）　ｏ—　ｏ　ｉ　式中：Ｃ。为输出电容；Ｐ０为负载功率；Ａｔ为维持时间　（一般取３　ｓ）；　为维持负载工作的最小电压．实际　应用时取４个４７０　Ｉ，ｚＦ／４５０Ｖ的电解电容并联，可降低电　容的等效电阻（ＥｓＲ）和等效电感（ＥＳＬ）Ｅｎ．　２．３开关管选取　开关管导通时流过的电流为１５．７　１　Ａ．功率管采用　优质ＡＰＴ５０１０ＬＦＬＴ，耐压５００　Ｖ，最大通态电流４０　Ａ．　续流二极管选用ＵＨＶＰ８０６超快恢复二极管，耐压６００　ｖ，正向额定电流７０　Ａ，反向恢复时间约为７０　Ｉｒｉｓ．　２．４电流感测电阻Ｒ　的计算　感测电阻的电压峰值为ｌ　Ｖ左右是很好的选择，　该电阻值产生的信号强，因此可以不受噪声的干扰．　尺　值如下式：　Ｉ／　尺ｓ＝÷　＝０．０５５　ｎ　（５）　ｐｋ　式中：　为感测电阻的电压；，ｐｋ为峰值电流．　２．５峰值电流限制　芯片２脚的峰值限制比较器、电阻Ｒ　、尺　（如图　２）组成峰值电流限制电路．电阻　、　由９脚的　７．５　Ｖ基准电压供电，提供上拉电位，以使２脚电位降　到地电位，这时就限制峰值电流为，Ｐ　，也就是　，Ｐ１　ｓ＝　Ｒ１ｘ１　（６）　但当２脚电位为地电位时　＝　：　（７）　那么，当Ｒ。　＝１０　ｋＱ且　＝０．７５　ｍＡ时　１ｒＲ：。　一—　～　乌　（。＼／Ｏ）　Ｒ　，　当Ｐｏ＝２　０００　Ｗ时，由前面的计算可知，Ｐ＝１５．７１　Ａ，那么当峰值电流限制为２ｌ　Ａ时，Ｒ　砬＝２１×０．０５５／　０．０００　７５＝１．５４　ｋｎ．　２．６芯片外围具体电路图　综合上述计算结果并结合ＵＣ３８５４芯片手册，所　设计的功率因数电路图如图３所示．　第４期　付贤松，等：具有功率因数校正的全桥移相软开关电源设计　一６５一　注：图中电阻单位为ｋｎ　图３功率因数电路图　Ｆｉｇ．３　Ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｄｉａｇｒａｍ　３全桥移相电路设计　为减小开关管的损耗，选取ＵＣＣ３８９５控制芯片进　行移相控制，它可使开关管在导通或关断时实现软开　关，极大地减小了开关损耗，提高了效率［８１．移相全桥　典型电路图如图４所示．图中，Ｔ１为高频变压器，Ｇ１一　Ｇ４为主开关管，Ｌ１为谐振电感．设定开关管Ｇ１、Ｇ２　为超前臂，Ｇ３、Ｇ４为滞后臂．　图４全桥电路典型电路图　Ｆｉｇ．４　Ｔｙｐｉｃａｌ　ｉｄａｇｒａｍ　ｏｆ　ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　３．１高频变压器的设计　首先根据功率容量　Ｐ乘积公式来进行估算，为　了多留些余地，可减小主功率变压器的最大工作磁通　密度Ｂ　＝１　０００　Ｇｓ，可计算得：　ＡＰ＝Ａ　×ＡＱ＝　ＰＴ面Ｘ　１０６＝１１　（９）　式中：ＰＴ为变压器功率；　为效率；．　为开关频率；　、　为常数．　厚型ＥＥ７０的磁芯有效截面积４　＝６．６　ｃｍｚ，窗口　面积ＡＱ＝５．８５　ｃｍ　，因此厚型ＥＥ７０的功率容量ＡＰ＝　３８．７，可见它的功率容量足够大［９１．　再来计算原边绕组的匝数值：　Ⅳｐ＝　圭５０　（１０）　原副边匝数比为：　Ｖｉｎｍ＝　＝￣＝２０　＝＿（１１）　副边绕组匝数经计算有Ⅳｓ＝　＝２．５，　实际取３　匝，原边实际取６０匝．　３．２主开关管的选用　本设计开关频率较高，故主开关管选用ＭＯＳＦＥＴ．　已知输入直流母线电压最大为３７０　Ｖ，考虑一定余量，　额定电压选为６００　Ｖ．由式（１）可知，流过开关管的最　大电流大约为２１　Ａ．最终选用美国仙童公司的　ＦＣＨ４７Ｎ６０Ｆ，耐压值为６００　Ｖ，耐流值４７　Ａ．　３．３谐振电感参数设计　由已选ＭＯＳＦＥＴ型号可知，集电极到发射极间的　输出电容容量为ｃ　＝５３０　ｐＦ，忽略变压器原边绕组　电容　，则由滞后桥臂实现零电压开通（ＺＶＳ）的条　件为［　０］：　２ＣｉｎＶｉｎ＞Ｔ：７．１６　Ｈ　（１２）　ｐ　流过谐振电感的最大电流为：　一：一　　盟：１２一…　Ａ　１　（１３）＼１Ｊ／　　同时，为了防止在满载或大电流情况下占空比严　重丢失，谐振电感量取１０　ＩｘＨ，最大电流为１５　Ａ．　３．４芯片外围设计　ＵＣＣ３８９５内部振荡器的振荡频率是开关频率的　两倍，因此，开关频率的设计取决于芯片内部振荡频　率的选取［１１】．芯片内的振荡器由可调电流对　充电，　上的锯齿波峰值电压为２．３５　Ｖ，由下式可计算振荡　周期：　一５Ｒ　４８　Ｔ　Ｃ：—Ｔ＋１２０　。　ｎｓ“。　（１４）　式中：ｃＴ的取值范围为１００～８００　ｐＦ，实际取值８００　ｐＦ；　尺　为振荡器定时电阻，取６　ｋＱ．则振荡器频率约２００　ｋＨｚ，ＰＷＭ脉冲信号频率为１００　ｋＨｚ．　对两个半桥电路提供各自的延迟，以适应不同谐　振电容器的充电电流【】２１．每级的延迟时间可按下式来　设置：　ｔＤＥＬ　（２５×１０　）×Ｒ　（１５）　ｎＥＬ　一６６一　天津工业大学学报　第３４卷　式中：尺吼为延迟电阻．通过设置不同的延迟电阻阻　值，利用电流传感器反馈的电流采样电压和延迟设置　端的偏置电压，可以实现延迟时间的自适应调节．　ＡＤＳ脚可以改变延迟脚ＤＥＬＡＢ和ＤＥＬＣＤ上的　／厂＼　／　电压　格值：３０９．８５　Ｖ／格　峰值：３０９．８　Ｖ　电流　输出电压，ＡＤＳ脚的电压应该在０～２．５　Ｖ之间，并且它　必须小于或者等于ＣＳ脚的电压．ＤＥＬＡＢ和ＤＥＬＣＤ　格值：１．３５１　Ａ／格　也将被钳位在最小值０．５　Ｖ．　３．５移相全桥电路　综合以上设计并结合ＵＣＣ３８９５芯片手册，移相全　桥电路的电路图如图５所示．　（ａ）芯片外围电路图　Ｄ９　ＶＣＣ　注：图中电阻单位为ｋＩｌ　（ｂ）开关管栅极驱动电路图　图５移相全桥电路图　Ｆｉｇ．５　Ｃｉｒｃｕｉｔ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄ　ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ　４实验结果　为了验证总体结构和控制方法的正确性，本文对　样机的功率因数、全桥ＺＶＳ和效率进行了测试．　４．１功率因数和频谱图　样机在额定电压和额定负载时，用杭州远方的　ＰＦ９８１　１数字功率计测得的波形如图６所示．　峰值：２．７０２　Ａ　（ａ）输入电压与电流波形图　电压频谱　总谐波：１　１％（ＩＥＣ）　三次谐波：０．４％　五次谐波：０．５％　七次谐波：０．４％　九次谐波：０．３％　（ｂ）电压频谱图　电流频谱　总谐波：３．２％（ＩＥＣ）　三次谐波：１．６％　五次谐波：１．１％　七次谐波：Ｏ．５％　九次谐波：Ｏ．５％　（ｃ）电流频谱图　图６功率因数和频谱波形　Ｆｉｇ．６　Ｗａｖｅｆｏｒｍ　ｏｆ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ａｎｄ　ｓｐｅｃｔｒａｌ　图６（ａ）的波形表示了电压和电流的跟随情况．图　６（ｂ）和图６（ｅ）是电压和电流频谱图，横坐标表示谐波　次数，纵坐标表示各次谐波占基波的百分比．对于各　次谐波值，应当以电流谐波值（百分数）为主、以电压　谐波值为辅；特别是当电源的负载功率减轻时，其电　流谐波百分比明显增大，主要表现在奇次谐波值的敏　感性变大；而电压或电流的偶次谐波数值变化都很　小，绝大多数偶次谐波电压值为零．由图６可知，电源　稳定运行时，样机的功率因数高达０．９７，谐波符合ＩＥＣ　要求，电能质量水平得到了明显改善．　４．２软开关（ＺＶＳ）波形　软开关波形由Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ　ＴＤＳ２０２４Ｂ型示波器采　集，超前臂Ｇ１和滞后臂Ｇ４的ＺＶＳ波形如图７所示．　图７（ａ）和图７（ｂ）中，通道１为开关管漏源两端的电　压波形，纵坐标２５０　Ｖ／格，横坐标５００　ｎｓ／格；通道２为　驱动波形，纵坐标１０　Ｖ／格，横坐标５００　ｎｓ／格．　由图７可知，通道１所示超前臂Ｇ１开关管的驱　动脉冲信号是在开关管两端电压下降到零之后才开　第４期　付贤松，等：具有功率因数校正的全桥移相软开关电源设计　一６７一　Ｉ　Ｉ　…　一　（ａ）超前桥臂Ｇ１两端电压及其驱动脉冲波形　（ｂ）滞后桥臂Ｇ４　ｆ两端电压及其驱动脉冲波形　图７开关管的ＺＶＳ波形　Ｆｉｇ．７　Ｗａｖｅｆｏｒｍ　ｏｆ　ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｗｉｔｃｈ　始发生变化，即Ｇ１开关管实现了零电压关断；同理，　滞后臂开关管的ＰＷＭ驱动脉冲开始上升时，Ｇ４开关　管ＤＳ两端电压早已下降到零，实现了零电压开通．　４．３效率和调整率测试　电压调整率表示当输入电压在规定范围内变化　时，输出电压的变化率．电流调整率是衡量开关电源　在负载电流发生变化时，输出电压保持恒定的一种能　力．表１为额定输入电压下，负载条件变化时的效率　测试结果，表２为系统线性调整率的测试结果．　表１负载调整率和效率　Ｔａｂ．１　Ｌｏａｄ　ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ　ｒａｔｅ　ａｎｄ　ｅｆｉｆｃｉｅｎｃｙ　１１８．１　１０．Ｏ９　１０．０１　８５．１２　７１０．９５　１０．Ｏ８　６１．５　８６．４９　１　１７１．Ｏ　１Ｏ．０６　１０１．０　８６．２５　１　７４５．９　１０．０４　１５０．８　８６．３６　２　２７０．３　１０．０１　１９５．０　８５．９Ｏ　表２电压调整率和效率　Ｔａｂ．２　Ｖｏｌａｔｇｅ　ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ　ｒａｔｅ　ａｎｄ　ｅｆｉｆｃｉｅｎｃｙ　母线电压，Ｖ输入功率／ｗ输出电压／Ｖ输出电流／Ａ效率／％　２５４　２　２４５　９．９５６　１９６．２　８６．５　２８２　２　２７７　９．９８６　１９６．８　８６．３　３１１　２　３１１　ｌＯ．Ｏｌｌ　１９８．６　８６．Ｏ　３３９　２　３１９　ｌＯ．ｏ１２　１９８．８　８５．８　３７０　２　３２７　１０．０２３　１９９．０　８５．７　由表１可以看出，负载变化时，输出电压基本稳　定，负载调整率小于１％，效率大于８５％，符合设计要　求．同时随着负载的增加，系统的效率有所降低，原因　主要是当１／３负载后，系统已经完全实现软开关，不存　在开关损耗的问题，所以效率的损失主要是由于开关　管的导通损耗．故负载越重，电流越大，导通损耗越　大，效率越低．从表２中可以看出，当输入母线电压变　化时，输出电压几乎不变，线性调整率小于１％，满足　设计要求．　５结束语　本文将功率因数校正技术和全桥移相技术结合　在～起，设计了一款高频大功率开关电源，工作频率　高达１００　ｋＨｚ，输出功率高达２　ｋＷ，效率大于８５％．功　率因数和谐波符合规范，全桥开关管实现了软开关，　减小了开关损耗，提高了效率．然而对于电源的应用　和推广来说，研制成本至关重要，所以为了实现成本　和性能的最优化，有必要进一步优化主电路参数．　参考文献：　［１］姚洪平，邢玉秀，郭洋．直流开关电源的软开关技术及发展　研究ｆＪ］．数字技术与应用，２０１４（２）：９０—９７．　［２】许胜辉，魏岚婕．一种ＺＶＺＣＳ软开关电源的应用【Ｊ１．电源技　术，２０１３，３７（４）：６２８—６３１．　【３】党存禄，鄢家财，宋文超，等．石油钻ＳＣＲ系统谐波抑制与　无功补偿『Ｊ１．电力电子技术，２０１０，４４（１０）：１０３—１０５．　［４］林浩．浅析高频开关电源节能技术［Ｊ】．通信电源技术，２０１３，　３０（４）：１３８—１３９．　【５】石宏伟．基于ＤＳＰ的３　ｋＷ高频开关电源的设计ｆＪ］．电源技　术，２０１２，３６（９）：１３９４—１３９６．　【６］沙占友，王彦朋，马洪涛．开关电源设计要点［Ｊ】．电源技术应　用，２０１２，１５（１２）：６０－６３．　【７】王志隆．具有功率因数校正和软开关技术开关电源设计　［Ｄ】．西安：西安科技大学，２００９．　【８】石宏伟．３　ｋＷ高功率因数高频开关电源的设计［Ｊ】．低压电　器，２００８（１７）：４１—４４．　［９］范晓敏．移相控制零开关谐振型ＰＷＭ　ＤＣ／ＤＣ全桥变换器　的研究［Ｍ］．西安：西安科技大学，２０１２．　【１０］侯聪玲，吴捷．３　ｋｗ移相全桥变换器ＺＶＳ的研究［Ｊ］．电力　电子技术，２０１４，４８（５）：６５—６７．　［１　１】赵文武．移相全桥ＤＣ／ＤＣ变换器的应用研究ｆＪ】．电子设计　工程，２０１３，２１（１４）：１１８—１２０．　【ｌ２］宋志勇．１０　ｋＷ移相控制ＺＶＳ—ＰＷＭ全桥变换器的设计［Ｄ］．　武汉：湖北工业大学，２０１４．