SG3524的功能

关键词：逆变器；正弦波脉宽调制；场效应管 引言

当铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运转时，将给电网注入大量的谐波，导致电网电压波形畸变.根据我们的实验观察，在发生严重畸变时，电压会出现正负半波分歧错误称，频率也会发生变更.如许的供电电压波形，即使是普通的电力用户，也难以接受，更没法用其作为检修、测试的电源.同时，在这类情况下，普通的稳压电源也难以达到满意的稳压后果.为此，我们设计了该逆变电源.其控制电路采取了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524，一片用来发生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片ICL8038做适当的连接来发生SPWM波.集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的长处.

图1 零碎主电路和控制电路框图1 零碎结构及框图

图1示出了零碎主电路和控制电路框图.交流输入电压经过共模按捺环节后，再经工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过Boost电路进行升压，在直流环上得到一个符合请求的直流电压350V（50Hz/220V交流输出时）.DC/AC变换采取全桥变换电路.为包管零碎可靠运转,防止主电路对控制电路的干扰，采取主、控电路完整隔离的方法，即驱动旌旗灯号用光耦隔离，反馈旌旗灯号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离.过流呵护电路采取电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的呼应速度，能够在MOS管答应的过流时间内将其关断.

2 控制及呵护电路

为了降低成本，使用两块集成PWM脉冲发生芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038，使得控制电路简洁，易于调试.

2.1 SG3524的功能及引脚

图2所示为SG3524的结构框图和引脚图. SG3524工作过程是如许的：

直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，发生波动的＋5V基准电压.＋5V再送到内部（或内部）电路的其他元器件作为电源.

振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT.振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18/RTCT.本设计将Boost电路的开关频率定为10kHz，取CT=0.22μF，RT=5kΩ；逆变桥开关频率定为5kHz，取CT=0.22μF，RT=10kΩ.振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲方式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波方式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出.

误差放大器实际上是个差分放大器，脚1为其反向输入端；脚2为其同相输入端.通常，一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上（应取得2.5V的电压），另一个输入端接控制反馈旌旗灯号电压.本零碎电路图中，在DC/DC变换部分，SG3524

1芯片的脚1接控制反馈旌旗灯号电

压，脚2接在基准电压的分压电阻上.误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端.或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波.双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其感化是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的感化是加入了死区时间，包管V1及V2两个三极管不成能同时导通.最初，晶体管V1及V2分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180°.当V1及V2并联利用时，其输出

脉冲的占空比为0％～90％；当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0％～45％，脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本零碎电路图（图1）中，两块SG3524都为并联使用.当脚10加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，进行过流呵护.

2.2 利用SG3524生成SPWM旌旗灯号

按照上述SG3524的工作道理，要得到SPWM波，必须得有一个幅值在1～3.5V，按正弦规律变更的馒头波，将它

加到SG35242内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉

宽调制波.我们设计的控制电路框图，和实际电路各点的波形，如图3所示.正弦波电压ua由函数发生器ICL8038发生.ICL8038引脚和具体的接法如图4所示.正弦波的频率由R1，R2和C来决定，f=，为了调试方便，我们将R1及R2都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的.在实验中我们测得当f=50Hz时，R1＋R2=9.7kΩ，其中C=0.22μF.正弦波旌旗灯号发生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波uc，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波ub.uc与1V基准经过加法器后得到ud，ud输入到SG3524SG3524

2的脚1，脚2与脚9相连，如许ud和锯齿波将在2内部的比较器进行比较发生SPWM波ue.分相电

路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS05所构成.ub和ue加到分相电路后就可以得到驱动旌旗灯号uf和ug，再将uf和ug加到MOS管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制.

2.3 驱动电路设计

设计的驱动电路如图5所示，它由驱动脉冲放大和5V基准两部分构成.脉冲放大包含光耦Vo1，R1和R2，两头级的VT1，推挽输出电路VT2和VT3，对高频干扰旌旗灯号进行滤波的C1；5V基准部分包含R4，VZ1和C2，它既为

MOS管提供－5V的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源.其工作道理是：

1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使VT1基极电位敏捷降低，VT1截止，导致VT2导通，VT3截止，电源通过VT2，栅极电阻R5，使MOS管导通；

2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使VT1基极电位上升，VT1导通，导致VT3导通，VT2截止，MOS管栅极电荷通过VT3，栅极电阻R5敏捷放电，－5V偏置电压使之可靠地关断；

3）电阻R5和稳压管VZ2，VZ3用以呵护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏；

4）光耦Vo1采取组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管呼应速度快，线性特性好，电流传输大的长处，能满足实验的请求.

2.4 过流呵护电路

过流呵护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能.当脚10为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消逝而成为零.过流旌旗灯号取自电流互感器（对SG3524边，对SG3524

1芯片串接在工频变压器的副

2芯片串接在滤波电路前），经整流后得

到电流旌旗灯号加至如图6所示过流呵护电路上.过流旌旗灯号加至电压比较器LM339的同相端.当过流旌旗灯号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D2将从本来的反向偏置形态改变成正导游通，并把同相端电位提升为高电平，这一变更将使得电压比较器不断波动输出高电平封锁脉冲，则Boost电路停止工作，在正常形态下，比较器输出零电平，不影响Boost电路工作.

2.5 反馈调压电路 反馈调压电路图如图

7所示.当逆变器正常工作时，逆变器的输出旌旗灯号接反馈变压器，其二次电压经整流，滤波，分压得到反馈电压uo，明显，uo的大小反比于逆变器的输出电压.调节W1可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值.uo控制旌旗灯号被送到SG3524

1芯片的误差放大器的反相

端脚1.误差放大器的同相端脚2接参考电平.如许，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈旌旗灯号的控制.调节过程是如许的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG352424

1的脚1的输入反馈电压降低，这会导致SG35

1输出脉冲占空比添加，从而使得Boost电路输出电压

升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高.反之亦然.可见，恰是通过SG3524

1的脉宽调制组件的控

建造用，实现了全部逆变器的输出主动稳压调节功能.

3 逆变器的实验结果

按本设计的SPWM逆变器方案试制了样机，其额定输出功率为300W，滤波器参数取L=0.7mH，C=5μF，滤波后果较好，样机的输出电压如图8所示.从直观看，电压波形正弦度较好（因条件所限，尚未测试THD）.用此样机带负载运转，后果较好.实验标明，本文提出的零碎方案是切实可行的，可以用在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近，作为对电网输入电压请求较高的一类负载（如检修、

测试设备）的电源.另外，为了满足客户的请求，本电路还可以提供60Hz/110V的正弦电源.

PWM基来源根基理和PWM 技术实现的几种方法

介绍了PWM基来源根基理和PWM 技术实现的几种方法；分析了双端输出式脉宽调制器SG3524和集成驱动电路IR2110 的内部结构和工作道理，设计了采取IGBT 的逆变桥及其驱动、呵护电路.市电经过整流、滤波，然后经 PWM控制的逆变桥，输出给负载.经过安装调试，证实了以上设计的精确性和实用性. 关键字 PWM；逆变电路；IGBT

电力电子技术作为一门新兴的高科技学科，起始于上世纪50年代末硅整流器件的诞生.上世纪80年代末期和90年代初期，以MOSFET和IGBT为代表的，集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现，标明传统电力电子技术曾经进入古代电力电子技术时代.采取电力半导体器件构成的各种开关电路，按

必定的规律，实时的控制器件的工作，可以实现开关型电力变换和控制，已被广泛地利用于高品质交直流电源、电力零碎、变频调速、新能源发电及各种工业与民用电器等领域，成为古代高科技领域的支持技术.当前电力电子技术的发展趋势是高电压大容量化、高频化、主电路及呵护控制电路模块化、产品小型化、智能化和低成本化.大力加强电力电子技术的利用研讨，对改造传统设备、实现产品的更新换代和添加产品的科技含量、解决关系国民经济与平安的高新技术具有严重的经济及计谋意义.

PWM控制技术已逐步成熟，通过其对半导体电力器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所须要的波形.按必定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率.这在全控型开关器件的逆变器中得到广泛利用，已有各种单相（如SG3524），三相PWM（如HEF4752）和SPWM 集成芯片（如SA828）随着电力电子技术及大规模集成电路的发展，PWM调压技术得到了广泛的利用，特别是以PWM为基础构成的变频零碎，以结构简单，运转可靠，节能后果明显等突出长处在生产、生活领域内得到了广泛利用.为此，本文结合高校《电力电子技术》课程的实践环节，帮忙先生把握PWM控制技术的利用，介绍PWM调压技术的一种实现方法.该方案采取集成脉宽调制电路芯片SG3524 发生PWM 波，通过驱动集成电路IR2110，驱动逆变桥实现调压.该电路结构紧凑、平安可靠、易于调试.

1 PWM技术的多种实现方法

采样控制理论中有一个次要结论：冲量相等而外形分歧的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其后果基底细同.PWM 控制技术就是以该结论为理论基础，到目前为止，已出现了多种PWM控制技术.根据PWM控制技术的特点，可以划分为多种方法. 1.1 等脉宽PWM 法

VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）初期是基于PAM（Pulse Amplitude

Modulation）控制技术实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不克不及调压.等脉宽PWM 法恰是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM法中最为简单的

一种.它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变脉冲列的周期以调频，该方法的长处是简化了电路结构，提高了输入端的功

率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量. 1.2 SPWM法

SPWM（Sinusoidal PWM）法是一种比较成熟的、使用较广泛的PWM法.前面提到的采样控制理论中的一个次要结论：冲量相等而外形分歧的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其后果基底细同.SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变更，而与正弦波等效的PWM 波形即SPWM 波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所但愿输出的正弦波在呼应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值，调节逆变输出电压的频率和幅值.该方法的实现有几种方案.

1）等面积法实际上是SPWM 法道理的直接阐释.用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM旌旗灯号控制开关器件的通断，以达到预期的目的.因为此方法是以SPWM 控制的基来源根基理为出发点，可以精确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不克不及实时控制的缺点.

2）硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其道理就是把所但愿的波形作为调制旌旗灯号，把接受调制的旌旗灯号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形.通常采取等腰三角波作为载波，当调制旌旗灯号波为正弦波时，所得到的就是SPWM 波形.其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波.但是，这类模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制.

3）软件生成法因为微机技术的发展使得用软件生成SPWM 波形变得比较容易，是以，软件生成法也就应运而生.软件生成法是用软件来实现调制的方法，有两种基本算法，即天然采样法和规则采样法.

（1）天然采样法以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的天然交点时刻控制开关器件的通断，即天然采样法.其长处是所得SPWM波形最接近正弦波.但因为三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中间在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超出方程，计算繁琐，难以实时控制.

（2）规则采样法规则采样法是一种利用较广的工程实用方法.普通采取三角波作为载波.其道理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法.当三角波只在其顶点（或底点）地位对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（即采样周期）内的地位是对称的，这类方法称为对称规则采样.当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（为采样周期的2倍）内的地位普通其实分歧错误称，这类方法称为非对称规则采样.规则采样法是对天然采样法的改进，其次要长处是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦.其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小.两方法均适用于同步伐制方式.

4）低次谐波消去法低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些次要的低次谐波为目的的方法.其道理是对输出电压波形按傅氏级数睁开，暗示为u（棕t）=An sin（n棕t），首先确定基波分量A1的值，再令两个分歧的An=0，就可以建立三个方程，联立求解得A1，A2及A3，如许就可以消去两个频率的谐波.该方法虽然可以很好地清除所指定的低次谐波.但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点.该方法同样只适用于同步的调制方法. 1.3 线电压控制PWM

次要包含马鞍形波和三角波比较法，也就是谐波注入PWM 方式（HIPWM），其道理是在正弦波中加入必定比例的三次谐波，调制旌旗灯号便呈现出马鞍形，而且幅值明显降低，因而在调制旌旗灯号的幅值不超出载波幅值的情况下，可以使基波幅值超出三角波幅值，提高了直流电压利用率.在三相无中线零碎中，因为三次谐波电流无通路，所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波.除了可以注入三次谐波之外，还可以注入其他3倍频于正弦波旌旗灯号的其他波形，这些旌旗灯号都不会影响线电压.这是因为，经过PWM调制后，逆变电路输出的相电压也必定包含相

应的3倍频于正弦波旌旗灯号的谐波，但在合成线电压时，各相电压中的这些谐波将互相

抵消，从而使线电压仍为正弦波. 1.4 电流控制PWM

电流控制PWM 的基本思想是把但愿输出的电流波形作为指令旌旗灯号，把实际的电流波形作为反馈旌旗灯号，通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断，使实际输出随指令旌旗灯号的改变而改变.其实现方案次要有以下3种.

1）滞环比较法[4] 一种带反馈的PWM 控制方式，即每相电流反馈旌旗灯号与电流给定值经滞环比较器，得出呼应桥臂开关器件的开关形态，使得实际电流跟踪给定电流的变更.该方法的长处是电路简单，动态功能好，输出电压不含特定频率的谐波分量.其缺点是开关频率不固定形成较为严重的乐音，和其他方法比拟，在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多.

2）三角波比较法与SPWM法中的三角波比较方式分歧，这里是把指令电流与实际输出电流进行比较，求出偏差电流，通过放大器放大后再和三角波进行比较，发生PWM波.此时开关频率必定，因此克服了滞环比较法频率不固定的缺点.但是，这类方式的电流呼应不如滞环比较法快.

3）猜测电流控制法[6] 在每个调节周期开始，根据实际电流误差，负载参数及其他负载变量，来猜测电流误差矢量趋势，是以，下一个调节周期由PWM

发生的电压矢量势必减小所猜测的误差.该方法的长处是，若给调节器除误差外更多的信息，则可获得比较快速、精确的呼应.目前，这类调节器的局限性 是呼应速度及过程模型系数参数的精确性. 1.5 空间电压矢量控制PWM

空间电压矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法.它以三相波形全体生成后果为前提，以迫近电机气隙的理想圆形扭转磁场轨迹为目的，用逆变器分歧的开关模式所发生的实际磁通去迫近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，构成PWM 波形.此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个全体，之内切多边形迫近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场（正弦磁通）.

具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式.磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合成任意电压矢量.此法输出电压比正弦波调制时提高15%，谐波电流无效值之和接近最小.磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变更的速度，在比较估算磁通和给定磁通后，根据误差决定发生下一个电压失量，构成PWM波形.这类方法克服了磁通开环法的缺乏，解决了电机低速时，定子电阻影响大的成绩，减小了电机的脉动和乐音，但因为未引入转矩的调节，零碎功能没有得到根赋性的改善.

1.6 失量控制PWM

矢量控制也称磁场定向控制，其道理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib及Ic，通过三相/两相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1 及Ib1 ，再通过按转子磁场定向扭改变换，等效成同步扭转坐标下的直流电流Im1及It1（Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成反比的电枢电流），然后模仿对直流电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制.其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度、磁场两个分量进行独立控制.通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制.

但是，因为转子磁链难以精确观测，和矢量变换的复杂性，使得实际控制后果常常难以达到理论分析的后果，这是矢量控制技术在实践上的缺乏.此外，它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的地位才干实现定子电流解耦控制，在这类矢量控制零碎中须要配置转子地位或速度传感器，这明显给很多利用处合带来方便. 1.7 直接转矩控制PWM

1985 年德国鲁尔大学Depenbrock 教授首先提出直接转矩控制理论（Direct Torque

Control，简称DTC）.直接转矩控制与矢量控制分歧，它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量来控制，它也不须要解耦电机模型，而是在静止的坐标系入彀算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的BandBand 控制发生PWM旌旗灯号对逆变器的开关形态进行最好控制，从而

在很大程度上解决了上述矢量控制的缺乏，能方便地实现无速度传感器的控制，有很快的转矩呼应速度和很高的速度及转矩控制精度，并以新奇的控制思想、简洁明了的零碎结构、良好的动静态功能得到了敏捷发展.直接转矩控制也存在缺点，如逆变器开关频率的提

高无限制.

1.8 非线性控制PWM

单周控制法又称积分复位控制（Integration Re原set Control，简称IRC），是一种新型非线性控制技术，其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成必定比例.该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关、积分器、触发电路、比较器达到跟踪指令旌旗灯号的目的.单周控制器由控制器、比较器、积分器及时钟构成，其中控制器可所以RS 触发器，其控制道理如图1所示.图中K可所以任何物理开关，也可是其他可转化为开关变量方式的抽象旌旗灯号.

传统的PWM 逆变电路中，单周控制在控制电路中不须要误差综合，它能在一个周期内主动清除稳态、瞬态误差，使前一周期的误差不会带到下一周期.虽然硬件电路较复杂，但其克服了传统的PWM控制方法的缺乏，适用于各种脉宽调制软开关逆变器，具有反应快、开关频率恒定、鲁棒性强等长处，此外，单周控制还能优化零碎呼应、减小畸变和按捺电源干扰，是一种很有前途的控制方法.

1.9 谐振软开关PWM

电力电子器件硬开关大的开关电压电流应力和高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高，而高频化是电力电子的次要发展趋势之一，它能使变换器体积减小、分量减轻、成本降低、功能提高，特别当开关频率在18 kHz以上时，噪声已超出人类听觉范围，使无噪声传动零碎成为可能.谐振软开关PWM的基本思想是在惯例PWM变换器拓扑的基础上，附加一个谐振收集，谐振收集普通由谐振电感、谐振电容和功率开关构成.开关转换时，谐振收集工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响PWM技术的实现.从而既坚持了PWM技术的特点，又实现了软开关技术.但因为谐振收集在电路中的存在必定会发生谐振损耗，并使电路受固有成绩的影响，从而限制了该方法 的利用.

2 零碎统计和工作道理

图2给出了零碎主电路和控制电路框图，交流输入电压（500 Hz/220 V）经过整流桥整流后，得到一个直流电压.DC/AC 变换采取全桥变换电路，通过控制电路控制其逆变电路的导通时间，过流呵护采取快速熔断器，过电压呵护采取由电流互感器和电压比较器LM324构成的过电压检测电路. 2.1 SG3524的功能及引脚

SG3524是双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100 kHz，工作温度为0~70 益，适宜构成100~500 W中功率推挽输出开关电源.SG3524采取DIP16型封装，管脚排列和内部结构如图3所示.

SG3524工作过程如下.

直流电源VS从脚15 接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，发生波动的+5 V基准电压.+5 V再送到内部（或内部）电路的其他元器件作为电源. 振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT.振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18/RTCT.本设计将Boost电路的开关频率定为10 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=5 k赘；逆变桥开关频率定为5 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=10 k赘.振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲方式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波方式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出.

误差放大器实际上是差分放大器，脚1为其反相输入端；脚2为其同相输入端.通常，一个输入端连到脚16 的基准电压的分压电阻上（应取得2.5 V的电压），另一个输入端接控制反馈旌旗灯号电压.本零碎电路图中，在DC/DC变换部分，G3524的脚1接控制反馈旌旗灯号电压，脚2接在基准电压的分压电阻上.误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放

大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端.或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波.双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其感化是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的感化是加入了死区时间，包管V1及V2两个三极管不成能同时导通.最初，晶体管V1及V2 分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180毅.当V1及V2脉冲并联利用时，其输出脉冲的占空比为0%~90%；当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0%~45%，脉冲频率为振荡器频率的1/2. 2.2 驱动电路的设计

IR2110 采取HVIC的闩锁抗干扰CMOS 建造工艺，DIP14脚封装.具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采取自举电路，其高端工作电压可达500 V，dv/dt=依50 V/ns，15 V下静态功耗仅为116 mW；输出的电源端（脚3，即功率器件的栅极驱动电压）电压范围10~20 V；逻辑电源电压范围（脚9）5~15 V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻

辑电源地和功率地之间答应有依5 V的偏移量；工作频率高，可达500 kHz；开通、关断延迟小，分别为120 ns 和94 ns； 图腾柱输出峰值电流为2 A.

IR2110 内部由如图4 所示的三个部分构成：逻辑输入，电平平移及输出呵护.如上所述

IR2110的特点，可觉得安装的设计带来很多方便.特别是高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数目.

采取IR2110作逆变半桥的驱动电路举例.这类高压侧悬浮驱动的自举道理如图5 所示.图中C1、VD1 分别为自举电容和二极管，C2 为VCC 的滤波电容.假定在S1关断期间C1已充到足够的电压（VC1抑VCC）.当HIN为高电平时VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1 和S1栅极发射极电容Cge1放电，Cge1被充电，S1导通.此时VC1可等效为一个电压源.当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2敏捷释放，S1关断.经短暂的死区时间（td）以后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，敏捷为C1弥补能量.如此轮回反复.

自举元器件的分析与设计举例.图5所示自举二极管（VD1）和电容（C1）是IR2110在PWM利用时须要严酷挑选和设计的元器件，应根据必定的规则进 行计算分析.在电路实验时进行一些调整，使电路工作在最好形态.

1）自举电容的选择IGBT 和PM（Power MOS原FET）具有类似的门极特性.开通时，须要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷.假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所须要的电压（10 V，高压侧锁定电压为8.7/8.3 V）要高；再假定在自举电容充电路径上有1.5 V 的压降（包含VD1的正向压降）；最初假定有1/2的栅电压（栅极门槛电

压VTH通常为3~5 V）因泄露电流惹起电压降.综合上述条件，此时对应的自举电容工程利用则取C1跃2Qg/（VCC101.5）.

例如FUJ I50 A/600 V IGBT充分导通时所须要的栅电荷Qg=250 nC（可由特性曲线查得），VCC=15 V，那么C1=2伊250伊109/（15101.5）=1.4伊107 F，可取C1=0.22 滋F或更大一点的，而耐压跃50 V 的电容.

在自举电容的充电路径上，分布电感影响了充电的速率.下管的最窄导通时间应包管自举电容能够充足够的电荷，以满足Cge所须要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量.是以从最窄导通时间ton min考虑，自举电容应足够小.

综上所述，在选择自举电容大小时应综合考虑，既不克不及太大影响窄脉冲的驱动功能，也不克不及太小而影响宽脉冲的驱动请求.从功率器件的工作频率、开关速度、门极特性进行选择，估算后经调试而定.

2）自举二极管的选择自举二极管是一个次要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积.为了减少电荷损矢，应选择反向漏电流小的快恢复二极管.单从驱动PM 和IGBT的角度考虑，均不须要栅极负偏置.Vge=0，完整可以包管器件正常关断.但在有些情况下，负偏置是须要的.这是因为当器件关断时，其集电极发射极之间的dv/dt过高时，将通过集电极栅极之间的（密勒）电容以尖脉冲的方式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而PM，IGBT的门槛电压通常是3~5 V，一旦尖脉冲的高度和宽度到达必定的程度，功率器件将会误导通，形成灾害性的后果.而采取栅极负偏置，可以较好地解决这个成绩. 2.3 呵护电路

电力电子经常使用的呵护有过流呵护和过压呵护.

1）过电流呵护在电力电子变换和控制零碎运转不正常或发生故障时，可能发生过电流形成开关器件的永世性损坏，快速熔断器是电力电子变换器零碎中经常使用的一种过电流呵护措施.快速熔断器的过流呵护道理是基于快速熔断器特性与器件特性的呵护配合来完成的，即通过选择快速熔断器的短路容量约器件的热容量，使得当发生过流时快速熔断器先熔断，以呵护器件不损坏.另一种方法是采取电流检测、比较、判断，在过流瞬间及时关断电路.

2）过电压呵护电力电子设备在运转过程中，会受到由交流供电电网进入的操纵过电压和雷击过电压的侵袭.同时，设备本身运转中和非正常运转中也有过电压出现.过电压呵护的基来源根基理是在瞬态过电压发生的时候（滋s或ns级），通过过电压检测电路进行检测.过电压检测电路中次要的元件是压敏电阻.压敏电阻相当于很多串并联在一路的双向按捺二极管，起到电压箝位的感化.电压超出箝位电压时，压敏电阻导通；电压低于箝位电压时，压敏电阻截止.

过电压检测电路道理如图6所示.当有过电压旌旗灯号发生时，压敏电阻被击穿，呈现低阻值甚至接近短路形态，如许在电流互感器的一次侧发生一个大电流，通过线圈互感感化在二次侧发生一个小电流，再通过精密电阻把电流旌旗灯号改变成电压旌旗灯号；这个旌旗灯号输入到电压比较器LM393 后，LM393 输出高电平，经过非门A 输出的控制脉冲2控制电源回路，断开开关电源电路.当输出的高电平输出SG3524的脚10时，封锁输出脉冲，进行呵护.

2.4 DC/AC逆变电路结构

DC/AC 变换采取单相输出，全桥逆变方式，由4个IGBT（G20N40L）构成桥式逆变电路，最高耐压800 V，电流20 A，利用半桥驱动器IR2110提供驱动旌旗灯号，其输入波形由SG3524 提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D<50%，包管逆变的驱动方波有共同的死区时间. 3 结语

结合高校先生《电力电子技术》课程的实践教学，对上述理论分析和方案设计，通过安装和调试进行实验，并利用在风扇、电炉等家用电器的控制，后果良好，达到了事后设计请求.本设计也可引入闭环控制，实现主动调节.随着智能电力模块（如IPM）的广泛利用，不但体积小，转换效力高，而且具有各种呵护功能，同时具有程控接口，在实现对全部零碎的无效控制和呵护方面将更加完美.