分 类 号 学 号 M200971211
学校代码 10487 密 级
硕士学位论文
IGBT并联直流开关的均流技术研究
学位申请人： 常 江 学科专业： 电气工程 指导教师: 庄 革 教授 答辩日期: 2011年12月30 日
A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of Master of Applied Sociology
Research of Current-sharing of DC Breaker
by Paralleled IGBT
Candidate: Major:
Jiang Chang Electrical Engineering
Supervisor: Prof. Ge Zhuang
Huazhong University of Science and Technology
Wuhan 430074，P.R.China
December，2011
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。
学位论文作者签名： 日期： 年 月 日
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保密□， 在 年解密后适用本授权书。
本论文属
不保密□。
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指导教师签名：
日期： 年 月 日 日期： 年 月 日
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摘 要
直流大电流开关在脉冲功率技术中具有重要的应用，目前得到使用的大电流开关有机械式开关、真空开关、爆破式开关、半导体开关等，各种开关根据分断电流的等级和各自的动作时间应用于不同工作场合。其中半导体开关自从上世纪50年代问世以来，由于功率半导体技术的进步，单个半导体开关的电压和电流容量越来越大，利用多个半导体开关的串、并联制作高压、高电流的直流开关得到了很大程度的研究和应用。
本文使用主流的功率半导体器件IGBT直接并联构成脉冲式直流大电流开关，作者首先调研了国内外一些IGBT并联的应用、均流的方法，如支路串联小电阻或扼流圈、栅极电阻调节、栅极电压调节、触发前后沿调节。随后较全面的掌握一些IGBT的物理原理、电气特性及其驱动和保护，根据前人对IGBT的数值分析研究结果提炼出工程分析表达式，借助此表达式来说明各种均流方式的原理和作用。最后在以上工作的基础上设计和加工了一个测试开关，该测试开关综合考虑了电路布局和结构、电磁干扰、IGBT的散热条件等。
在测试阶段，利用此试验开关测试和验证一些IGBT的并联均流方法、保护方式、驱动调试，目的是得到使IGBT发挥最大最优应用能力的脉冲直流开关应用。通过实际测试后发现：栅极电阻调节法可以实现动态均流、栅极电压调节法需要很大的电压调节范围才起作用、触发前后沿调节在特定应用情况下才有效。
关键词： 脉冲功率，直流开关，IGBT并联，均流技术
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Abstract
High-current DC switches in pulsed power technology have very important and variable applications. Now available high-current switches are mechanical switch，vacuum switch，blasting switch，semiconductor switch，etc. According to their current level and the action time these breakers are used in different work situations. From solid semiconductor switch came out in the 1950s，a sole solid switch’s capacity of voltage and current have largely been developed due to the advancement of power semiconductor technics.So the use of multiple solid switches in series or in parallel to product high-voltage or high-current DC switches have been large degree of research and application.
This article makes use of IGBT contemporarily the most popular power semiconductor devices to achieve high-current DC switches in parallel. Firstly，the author diligently investigates applications and all current-sharing methods of paralleled IGBT at home and abroad，such as small resistor or choke coil in series in branches、Gate-resistor adjusting、feedback control of Gate-Emitter voltage、feedback regulation of trigger’s edge. Secondly， by a more comprehensive studies of the device physics、electrical characteristics and device-drivers and their protection means，the author propose an Engineering analysis of expression from research of device expert. On the basis of the previous endeavors the author designs and making a experimental switch，accounting into many facets：the circuit layout and structure、electromagnetic interference、IGBT cooling conditions and so on.
In the phase of testing，we can use this switch to check and implement some of the IGBT's parallel current-sharing、protection methods、driver debugging or other necessary thoughts in order to achieve optimal application of IGBT in pulsed power technology. By analyzing these consequences the author make some conclusions：Gate-resistor adjusting can be used to improve current-sharing during switching phases、feedback control of Gate-Emitter voltage need large scale of voltage changing to have an effect、feedback regulation of trigger’s edge only be effected in some special conditions.
Keywords: pulsed power technology，DC current switches，paralleled IGBT，
current-sharing methods
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目录
摘 要 ................................................................................................................ I Abstract .............................................................................................................. II 1 绪论 ............................................................................................................... 1 1.1 直流大电流开关的研究意义及其现状 .................................................. 1 1.2 IGBT半导体开关 .................................................................................... 3 1.3 本文的主要内容 ...................................................................................... 4 2 IGBT原理与特性 .......................................................................................... 6 2.1 IGBT原理 ................................................................................................ 6 2.2 IGBT电气特性 ........................................................................................ 8 2.3 IGBT驱动 .............................................................................................. 13 3 IGBT并联方法 ............................................................................................ 15 3.1 影响IGBT并联的因素 ......................................................................... 15 3.2 IGBT并联均流的方法 .......................................................................... 22 4 测试开关和结果 ......................................................................................... 32 4.1 测试开关的原理 .................................................................................... 32 4.2 测试结果 ................................................................................................ 40 5 总结与展望 ................................................................................................. 48 致 谢 ............................................................................................................. 50 参考文献 ......................................................................................................... 51 附录 附图 ..................................................................................................... 56
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1 绪论
1.1 直流大电流开关的研究意义及其现状
1.1.1 直流大电流开关的研究意义
脉冲功率技术(pulsed power technology)是一种电物理技术，是纳秒脉冲电子学、通用高电压技术以及应用物理学相结合的结果，它以较低的功率储存电场或磁场能量，将其变换为很高功率的脉冲电磁能量并释放到负载中，其涉及的技术领域发展迅速，应用领域宽广。通常为了获得大的脉冲式功率，要求系统具有很高的电压或则提供很大的脉冲直流电流，因此电路中需要合适的高压或大电流直流开关完成高压隔离、大电流通路开断功能。
本文所研究的直流大电流开关在各行各业有着许多应用，例如：
⑴等离子体实验[1]：UCLA的等离子体装置LAPD（The large plasma research device），它是一个大型等离子体装置，被设计用于研究空间等离子体。装置采用热阴极放电原理，从阴极表面逃逸的电子流在很长的圆柱形真空室中产生等离子体，为此专门设计了一个加热电源来加热阴极以及一个100V/24kA放电脉冲电源使电子从阴极表面逃逸点燃真空室中填充的气体，该脉冲电源需要直流型大电流开关用于切断电流以控制等离子体。
⑵热核聚变研究：托卡马克是研究磁约束核聚变的装置，它是一个环形的等离子体约束系统，等离子体被装置中的螺旋状磁场约束。为了满足托卡马克装置放电的需要，必须为装置的各类磁体线圈设计相应的电源系统及电源控制系统，如加热场电源系统、垂直场电源系统、水平场电源系统、偏滤器电源系统。表1.1是隶属于华中科技大学中美联合聚变实验室的托卡马克装置——J-TEXT各磁体线圈的电气参数，从表中可以看出托卡马克装置包含的各种电源为低压大电流脉冲电源系统。(注：J-TEXT托卡马克装置前身为美国得克萨斯大学TEXT-U装置，是一个常规的、中型的、可产
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生圆形截面等离子体的聚变实验装置，装置主要设计参数为：大环半径1.05m，等离子体截面半径0.30m，纵场磁感应强度3.0T，等离子体电流350kA，等离子体中心线平均密度3×109/m3，中心电子温度1keV，中心离子温度1keV。装置还具有偏滤器线圈，除可以进行常规托卡马克等离子体物理研究以外，还可以开展偏滤器位形的研究。)
⑶非直流应用：大功率RF应用中为了产生达20kA/1600V交变电流使用大电流开关作为逆变器开关；冶炼铝工业中需要上百kA整流电流用于电解铝；高压直流输电中的开关站应用等。
通过以上一些应用的列举可以看出：对大电流开关的研究是一件很有意义和使用价值的工作，其在科学研究、民用行业、国防工业和新能源研究领域都有许多关键的应用，对于J-TEXT聚变研究实验室也有很大的实用性。
表1.1 J-TEXT 装置主要电源供电参数
电源名称 输出电压（V） 输出电流（kA） 持续时间（s） 纵场 500 160 0.5 加热场 300 10 0.5 垂直场 200 10 0.5 偏滤器 400 25 0.5 水平场 ±150 ±0.5 0.5 1.1.2 大电流开关的现状
在脉冲功率应用中有很多类型的直流开关：机械式开关、真空开关、等离子体融蚀开关、半导体开关、炸药爆破开关、熔丝开关、超导开关。在使用中根据应用场合和要求的不同，选择不同类型的断路开关。
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机械开关是经常使用的一种开关，由机械触点实现电路的开通与闭合，最常见的机械式开关就是刀闸。但是刀闸开关在大电流应用时具有一些问题：关断响应时间在数百ms量级、关断时有很强的拉弧、多个开关并联时在各条开关支路中可能会有环流、需要很大的机械力拉断等，所以不适宜在短脉冲功率技术中使用。
真空开关最常见的应用是断路器，与机械开关相比其关断有灭弧措施、关断时间快于刀开关，目前研发出来的最大的真空开关额定电流值达到几百kA，但是其电流建立和消失时间还不能满足较短时间要求的脉冲功率应用。
等离子体融蚀开关（PEOS）由阴极、阳极以及将等离子体注入到阴阳极间隙的等离子体源组成，它是在高真空阴阳极之间注入一定密度的等离子体实现电流传导并在约l0～100ns时间内迅速地从短路状态转换到开路状态的一种电路转接部件，是在纳秒级高压强流脉冲放电技术中采用的一种关键部件，通常使用在TW或则数十MW的大功率场合。
半导体开关从上世纪50年代出现到目前已发展出电力二极管、电力BJT、SCR、GTR、GTO、MOSFET、IGBT、IGCT、Sic等多种功率半导体器件，按照是否受控关断分为不控型器件、半控型器件、全控型器件；按照触发开通方式分为电流型器件和电压型场效应器件。半导体开关无拉弧、开通和关断响应时间明显优于机械式开关和真空开关，但各种半导体功率器件由于自身参数的限制，在几十kA的应用中需要将多个IGBT并联来满足电流要求，在高压应用中需要将多个IGBT串联满足系统的电压要求。
炸药开关和熔丝开关都是一次性开关，适合作为高压、大电流运行时的应急开关，脉冲功率技术中其它的传统开关组件还有火花隙、引燃管、闸流管等。
超导开关有机械式和超导线式两种。机械式的超导开关是由两个超导体通过机械力接触而实现分合的，超导线式开关是采用一段超导体无感绕制而成, 它利用超导体的常导态和超导态相互转变来实现分合。超导开关的缺点是昂贵且需要低温系统。
1.2 IGBT半导体开关
通过以上对各种类型开关的比较分析，结合J-TEXT聚变研究实验室的特点，使
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用半导体开关并联的方式制作直流大电流开关更适合实际应用要求。各种半导体器件中，二极管是不控型器件，不具有正向阻断能力，无法控制其开通；晶闸管(SCR)是半控型器件，具有正向阻断能力，可以控制开通但是不能控制其关断；门极可关断晶闸管GTO(Gate-turn off)是全控型器件，既能控制其开通也能控制其关断，但是其电流关断增益较低，需要比较大的关断电流，对驱动电路的要求较高；MOSFET是全控型场效应器件，驱动功率需要很少，但是电流等级不高，最大做到几百安培，大电流应用需要并联的器件太多；IGBT(Isolated Gate Bipolar Thyristor)也是全控型场效应器件，开通损耗和关断损耗很小，在各个领域有着成熟的应用，目前市场上的IGBT最大可达3600A/1700V，且IGBT本身的特性适合于并联，开关动作时间在微秒量级，在开通和关断时间都有要求的直流大电流开关应用中是最佳选择。
基于以上分析，在对关断没有要求的脉冲功率应用中使用晶闸管比较好，在对开通和关断都有要求的脉冲功率应用中使用IGBT比较优越，本文根据实际的应用要求，采用IGBT并联的方式以实现脉冲直流大电流开关。
在已有的IGBT并联应用中，大部分的使用者使用2～3个中大功率模块并联构成逆变器的一个桥臂，或则使用桥式模块的并联提高逆变器功率，而本文要研究的并联应用是IGBT直接并联的脉冲式直流应用。
1.3 本文的主要内容
为了满足数十kA电流的要求，使用了多个IGBT并联组合成开关，多个半导体开关的并联需要注意各个开关中的电流一致性，即同时开通和同时关断，开通后各管中的电流相等。本课题就是要研究满足这个要求的多个IGBT并联的均流技术。IGBT均流的影响包括IGBT本身特性是否接近、电路拓扑是否对称、驱动电路是否一致等，均流方法包括支路串联电阻或扼流圈、栅极电阻调节、栅极电压回馈调节、触发时间回馈调节等方法，在本论文中希望对这些方法加以实现和验证，找到其中能更好的满足脉冲直流开关工作要求的均流方法。本文主要结构包括以下几个方面：
第一章：绪论。简要介绍了各种脉冲功率开关、大电流直流开关的研究意义和现
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状、课题的选题背景等。
第二章：IGBT原理与特性。着重介绍了IGBT的原理和基本特性以及相关参数，本章给出的IGBT输出特性等效公式在后面有着重要应用。
第三章：IGBT并联方法。重点讲述影响IGBT并联均流的影响因素，目前的一些并联方法，并给出一些模拟结果和解释说明。
第四章：试验平台和实测波形。设计了一个测试开关，首先介绍了试验开关的各个功能部分，最后给出一些试验的结果和分析。
第五章：总结和展望。总结了试验得出的一些重要结论，并指出了在制作过程中的一些不足。希望给后来者一些参考和建议，弥补不足做得更加完善。
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2 IGBT原理与特性
2.1 IGBT原理
在20世纪80年代初期，出现了绝缘栅双极晶体管(IGBT)，它是MOSFET技术的副产品，IGBT的结构来源于VDMOSFET，具有许多优越于传统半导体的特性。经过几代的发展IGBT目前成为了应用领域广泛的器件。在图2.1和图2.2中分别给出了VDMOSFET和IGBT单个元胞的截面图，通过比较可以看出这两种器件的明显区别在于MOSFET 漏极中的n+ 型掺杂区被IGBT的p+ 型掺杂区替代了。尽管结构看起来两者很相似，仅仅是衬底不同，但它们的功能却相当不同。
图2.1 VDMOSFET截面
图2.2 IGBT截面[6]
IGBT是三端电力电子器件，三个端子有2种叫法，图2.1中IGBT的三个端子分别是栅极(G)、源极(S)、漏极(D)，本文中使用栅极(G)、发射极(E)、集电极(C)的命名，前一种命名反映了IGBT来源于MOSFET的特殊应用，后一种命名反映了与晶体管性能上的相似性。其工作原理结合了MOSFET、双极晶体管和功率二极管三种结构的功
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能。
IGBT的主要结构单元包括一个MOSFET、一个双极性晶体管和一个寄生晶闸管，其等效电路如图2.3所示，图中也反映了各个结构单元的来源。MOSFET的漏极与pnp型晶体管T1的基极相连，寄生晶闸管由T1和寄生的npn型晶闸管T2组成。集射极正向偏置时pn-结J2反偏，决定正向阻断电压的大小，其它两个结J1(p+n-结)和J3(pn+)在集射极反向偏置时反偏，通常这2个结的反偏耐压较低，所以IGBT反向电压阻断能力很小。
图2.3 IGBT等效电路和符号[6]
图2.4 IGBT的工作原理[6]
IGBT的工作原理[7]：当门极-发射极电压提高超过MOSFET结构的阈值电压时，IGBT开始通过电流，在栅极下面的p基极表面开始形成MOS沟道，使电子从阴极流向n-区(n基极，即外延层)。此处的电子电流即pnp晶体管T1的基极电流，T1的发射极（阳极）将不断地把空穴注入到n基极。由于基区宽度很宽，大部分空穴在n基
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极中与从MOS沟道注入进来的电子结合，剩余空穴从n基极扩散到pn结J2(pnp型晶闸管的集电极)，空穴被电场捕获通过空间电荷区进入pnp型晶闸管的集电极。图2.4用来说明IGBT的工作原理。
另一些器件级专家利用其工作原理和半导体物理相关知识研究IGBT数值分析模型[7][8][9]，得到了一些IGBT的等效公式，作者通过比较不同方式等效的表达式后，发现IGBT输出特性曲线等效公式可以归纳为下式的形式， iC =0 ，VGE VGE ——施加的栅极-发射极电压， VGE th ——阈值电压， Vce ——集电极-发射极电压， ic ——集电极电流。 IGBT最主要的特征是电导调制效应，这也是IGBT与VDMOSFET的本质区别。所谓电导调制效应是IGBT从P+型衬底注入空穴到n-型外延层引起外延层电阻率急剧降低的现象。由于该响应的影响，大电流时IGBT比MOSFET具有更低的导通压降，这个特性使其适合大功率应用。 2.2 IGBT电气特性 2.2.1 静态特性 1.输出特性 输出特性是集电极-发射极电压VGE一定时，集电极电流Ic与集射极电压Vce的函数关系[10]： 8 华中科技大学硕士学位论文 Ic=f VCE |VGE=const (2-2) 在图2.5中示出了IGBT的输出特性曲线簇。当外加VGE 图2.5 IGBT输出特性曲线 2.转移特性 转移特性是集电极电流Ic与栅极电压VGE 的函数关系[10]： Ic=f VGE (2-3) 图2.6示出IGBT的转移特性。 图2.6 IGBT转移特性曲线 9 华中科技大学硕士学位论文 2.2.2 动态特性 IGBT的动态特性即开关特性，且开关特性与MOSFET十分相似，分为开通过程和关断过程两个阶段，其开关特性典型测试电路如图2.7所示。 图2. 7 IGBT开关特性典型测试电路 1.开通过程 IGBT的开通过程如图2.8所示，该过程细分为4个阶段： ①阶段1:从开通触发信号输入到栅极-发射极电压达到IGBT的阈值电压VGE(th)期间，导电沟道还没有完全建立，电子不能通过MOS注入到IGBT，因此集电极电流Ic和集电极-发射极电压Vce没有变化。定义加入触发后，从0.1倍VGE到0.1倍Ic所需的时间为开通延迟时间td(on)。 ②阶段2:栅极电压大于阈值电压后，导电沟道建立，集电极电流逐步上升。由于续流二极管仍然导通，所以IGBT集射极电压基本没变化。定义从0.1倍Ic到0.9倍Ic的时间为开通上升时间tr。 ③阶段3:栅极和集电极之间的寄生电容称为米勒电容CGC，此阶段米勒电容全部吸收IGBT驱动提供的电流，IGBT栅极电压保持不变，此恒值电压平台称为米勒平台(miller platean)，同时由于负载电流全部转换到IGBT上，所以Vce开始迅速下降。 10 华中科技大学硕士学位论文 ④阶段4：米勒效应结束后，栅极电压继续上升至+15V，Vce继续下降至通态压降。 图2. 8 IGBT开通过程 图2. 9 IGBT关断过程 2.关断过程 IGBT的关断过程如图2.9所示，该过程也可分为4个阶段： ①阶段1:关断触发信号输入后，栅极-发射极电压VGE开始下降，集电极电流还未下降，IGBT的集电极-发射极电压Vce没有变化。 ②阶段2:同样由于米勒电容吸收了所有的门极电流，所以VGE保持不变，此时集射极电压开始迅速上升，集电极电流仍无变化。 ③阶段3:米勒效应后，集电极电流才开始迅速下降，该过程直到IGBT栅极电压达到阈值电压VGE(th)该阶段结束。 ④阶段4:栅射极电压低于阈值电压后，集电极电流继续下降，由于IGBT是多子与少子同时参与导电的器件，所以关断时会有存储电荷消除时间，该阶段电流称为拖尾电流。 IGBT的关断延迟时间td(off)定义为从0.9倍VGE到0.9倍Ic的时间，关断下降时间定义为从0.9倍Ic到0.1倍Ic经过的时间。由以上的定义，IGBT的开通时间和关断时间分 11 华中科技大学硕士学位论文 别如下， ton=td(on)+tr (2-4) toff=td(off)+tf (2-5) IGBT的关断时间跨越了阶段1-阶段4，所用时间比开通时间较长，因此关断损耗比开通损耗大，关断条件也更为严峻。 2.2.3 IGBT的主要参数 各厂商拥有的大功率IGBT技术文档主要参数包括: ⑴额定电流Icnom：在额定测试温度下，集电极允许通过的最大电流有效值，此项一般用来估算IGBT的通态损耗。 ⑵重复峰值集电极电流ICRM：重复开通峰值脉冲电流，与峰值脉冲占空比有关，一般地，若脉宽为1ms，有ICRM=2Icnom。 ⑶短路电流ISC：通常手册中给出的是典型值，发生短路时，一般IGBT的短路承受时间不能超过10μs。 ⑷额定电压Vces：栅-射极短路时，IGBT允许的最高集射极电压。由于IGBT自身和电路中都具有杂散电感，额定电压在关断时很容易超出范围。 ⑸饱和压降Vce(sat)：IGBT饱和导通时的集电极-发射极电压，饱和电压随着集电极电流上升而增大，随着VGE增大而变大。 ⑹栅极电荷QG：此项主要用于估算驱动功率和损耗，但无法用来近似计算开关时间。 ⑺开通延迟时间、上升时间、关断延迟时间、下降时间：上一节已经介绍过，此处不再叙述。 ⑻最大功率损耗：表示壳温为25℃时，结温升高到最大结温150℃时的功率损耗。通常所提供的曲线图显示了该定额随温度变化的情况。 ⑼结温：规定工作条件下，所允许的半导体器件结温的变化范围。 ⑽集射极漏电流：这个参数决定了在栅射极短路施加额定电压和规定温度条件下 12 华中科技大学硕士学位论文 的漏电流。 ⑾阈值电压(VGE(th))：可使IGBT开通而流过集电极电流的栅射极电压，具有负温度系数。 ⑿安全工作区(safe operating area，简称SOA)：IGBT只要工作在安全工作区所确定的电流和电压边界之内就不会损坏。 IGBT在选择时需要根据实际情况决定以上参数并适当降额使用，以保证IGBT始终工作在安全工作区以内，尤其要注意避免IGBT出现擎住效应。所谓擎住效应就是当集电极电流增大到一定程度时，使IGBT内部的寄生晶闸管开通，栅极失去控制作用。IGBT发生擎住效应后，集电极电流增大从而造成过高的功耗，导致IGBT损坏。此外还需考虑IGBT的散热条件，良好的散热是并联的重要影响因素。 2.3 IGBT驱动 驱动是半导体开关正常工作的重要部分，典型的驱动完成隔离、驱动IGBT开断和各种保护功能。在均流研究中，对各条支路的驱动要求更加严格，因为驱动输出失败将意味着其它IGBT的过流或过压而毁坏。 开关器件的驱动器接受控制系统输出的门电平控制信号，经处理后给开关器件的栅极提供足够大的电压，使之立即开通，此后保持通态直到接受关断信号后使开关器件从通态转为断态，并保持断态。在很多情况下，控制系统和主电路之间需要隔离，驱动器实现隔离的方式有光电耦合器、脉冲变压器和平板变压器。 IGBT驱动按照封装形式分为IC型(Integrated Circuit)和PCB板型，按照输出通道的数量分为单通道、双通道和六通道，按照驱动功率有小功率、中等功率和大功率，按照隔离形式有变压器隔离和光耦隔离，按照是否自带电源分为有源型和无源型。另外驱动器根据应用场合带有各种类型的保护——过电流和过电压保护、UVLO(Under Voltage Lockout)和栅极钳位保护。各种类型的保护措施如图2.10所示。 栅极钳位用肖特基二极管或则电源电压将VGE限制在15V，稳定栅极电压限制短路电流，起到保护栅极的作用。 13 华中科技大学硕士学位论文 图2. 10 各种类型的保护措施 在动态过程中由于米勒电容和动态dv/dt产生的栅极电流可能使正关断的IGBT误开通，有源米勒钳位就是利用PNP晶体管来吸收这个栅极电流，保证IGBT在0V可靠关断，另外使用负电压关断IGBT有更高的可靠性。 有源钳位技术是检测集射极电压的大小，在超过设定值时延缓IGBT的关断，限制电流变化率和电压尖峰。 动态电压上升控制(DVRC)是检测集射极电压的上升率，超过设定值时启动DVRC控制电路，进而控制驱动输出级，可以延缓IGBT关断和限制电流变化率和电压尖峰。 Desaturate-Voltage detector也是检测集射极电压，开通时由于过流导致该电压上升超过设定值，过流比较器启动强制关断栅极。 双阶段关断方式是在检测到集射极电压超过安全额定值时，输出级切换到较大的栅极电阻支路继续对栅极电容放电，这样延缓了关断时间降低了关断过电压。 很多驱动都有UVLO保护，这个保护的作用是在供给驱动的电源电压不正常下降时锁定输出。 选择驱动时根据IGBT型号和工况计算所需的功率要求和输出峰值电流，上面几种保护方式不可能都集成在一个驱动上，要求根据需要灵活选择合适的驱动板。 14 华中科技大学硕士学位论文 3 IGBT并联方法 3.1 影响IGBT并联的因素 多个IGBT并联使用时主要的研究问题是要求各个IGBT中的电流分配均衡，即均流技术。IGBT的并联均流跟诸多因素有关，如：IGBT本身特性的差异、各条支路电气参数的差异、IGBT驱动电路的差异、电路结构的差异。设计IGBT并联直流大电流开关时要求综合考虑这些方面的影响。 通常在使用IGBT时，为保证IGBT的安全运行，必须降额使用，电流的静态降额率δS为[14]， δS=1− 式中，Itotal——总额定电流， n——并联IGBT的数目， ItotalnIM (3-1) IM——单个模块的最大额定电流。 电流的动态降额率δd为[14]， δd=1− 式中，n——并联IGBT的数目， φ——动态不匹配度。 一般动态降额率通常大于静态降额率，应用中要根据实际情况合理配置。IGBT的降额使用虽然保证了IGBT工作的安全性，但是大大降低了IGBT的能力，所以研究IGBT的均流技术使器件能够最大限度的额定运行是很有意义的事情，而且在短时脉冲功率应用中，IGBT本身可以在远远超过额定值的情况下工作。 3.1.1 静态不均流 IGBT本身特性的差异导致静态不均流，如饱和压降Vce(sat)、工作结温Tvjop、等效电阻等。 15 n−1 1−φ +1 n (3-2) 华中科技大学硕士学位论文 ⑴饱和压降Vce(sat)的影响 如图3.1左边所示的2个相同型号的IGBT并联电路，总的负载电流为ic，单管中的电流分别为ic1和ic2，右边Vce1和Vce2分别是IGBT并联工作时的集射极电压，V0是 图3. 1 两个IGBT并联示意图和其并联输出特性 输出特性曲线与横轴的交点，这里认为同型号的IGBT器件V0是相等的。由于IGBT并联，集射极电压相等Vce1=Vce2，从输出特性曲线上可以直观得出ic1>ic2。设额定电流Icnom为该型号IGBT的额定电流并认为是相等的，Vce(sat)1和Vce sat 2分别是IGBT的饱和压降，r1和r2分别为其等效电阻，则有[14][44]。 1r11r2 =V=V Icnom ce(sat)1−V0 (3-3) (3-4) Icnom ce sat 2−V0 图中并联IGBT的电流可表示为， Vce1=V0+ic1×r1 (3-5) Vce2=V0+ic2×r2 (3-6) Vce1=Vce2 (3-7) 只考虑饱和压降的差别联立式3-3至3-7得到， iC1iC2 =Vce V sat 2−V0 ce(sat)1−V0 (3-8) 由式3-8可知IGBT的饱和导通压降Vce(sat)成为影响静态不均流的主要因素，且饱和压降小的IGBT将会流过较大的电流。 16 华中科技大学硕士学位论文 ⑵工作结温Tvjop的影响 图3. 2所示的单管IGBT输出特性曲线，在工作温度为125℃时IGBT的特性发生了变化导致等值电阻增大，呈现正温度系数。正温度系数的IGBT有利于并联均流，因为当并联的某个IGBT电流增大时该管的工作温度也相应上升，进而导致等值电阻增加，只考虑等值电阻的差别由式3-5、式3-6和式3-7得到， 图3. 2 单管IGBT输出特性曲线 ic2ic1 =1 (3-9) r2 r 所以结温较高的IGBT流过的电流将会下降。 ⑶等值电阻的影响 由式3-9可知等值电阻较大的IGBT将会分得较少的电流，在线性区等效电阻可以看成是恒定的，电阻值大小与所施加的栅极电压有关，可以使用等值电阻估算通态损耗。 ⑷支路阻抗的影响 支路阻抗的影响作用效果同等值电阻一样，支路阻抗通常包括电缆阻抗等所有有可能产生阻抗的部位。 3.1.2 动态不均流 对于半导体开关的正常开断，其动态过程是危险的，并联时先开通和后关断的IGBT将流过较大的负载电流，严重时会直接损坏IGBT。影响IGBT动态均流的因素包扩IGBT自身特性的差异和驱动器之间的差异等。 IGBT本身特性的差异，如阈值电压VGE(th)、米勒电容CGC、栅射极电容CGE、工 17 华中科技大学硕士学位论文 作结温和开关时间td(on)、tr、td(off)、tf等。本文对一些影响因素利用pspice软件进行仿真分析以便直观反映，所建立的仿真电路如图3.3所示，仿真时储能电容设定一个初始电压，对阻感负载放电，电流波形是过阻尼放电形状，在电流达到峰值附近关断IGBT，图中仅对所要仿真的均流影响因素才做改变，其它都保持图中的原始值。 D0L050uHR00.5L350nHL450nHC01nC35nBSM200GA120DC45nBSM200GA120DR110L1V1 = -10V2 = 15TD = 5uTR = 10nTF = 15nPW = 450uPER = 1mV1 = -10V2 = 15TD = 5uTR = 10nTF = 15nPW = 450uPER = 1m50nHR310kZ1C5680nZ2C6680nV1C110nR5100R410kC210nR10100R210L2V250nHL5100nHL6100nH0 图3. 3 仿真电路 ⑴阈值电压VGE(th)的影响 阈值电压对动态均流的影响表现为较小的VGE(th)首先开通，承受主要的开通电流；关断时较小的阈值电压后关断，承受主要的关断电流。 ⑵栅射极电容CGE 取C1=30nF， C2=10nF，仿真结果如图3. 4和图3. 5所示。分析可知栅极结电容较小的IGBT先导通先关断(图中的电流I1)，开通时由于负载电感的抑制作用，主电路电流不会快速的增大，所以先导通的IGBT在开通瞬态并没有承担很大的电流。由于栅极电容的充电过程时间很短，使得结电容的影响可以忽略，随后两个IGBT中的电流趋于均衡。关断时刻，先关断的IGBT电流转换到其它IGBT中，因而后关断的IGBT电流突然变大。结电容参数差异越大，那么产生的尖峰电流越大，严重时可能会使IGBT失效。 18 华中科技大学硕士学位论文 图3. 4 栅极电容不同时的电流波形(开通过程) 图3. 5栅极电容不同时的电流波形(关断过程) ⑶米勒电容CGC的影响 取C3=6nF，C4=4nF，分别得到上升和下降时的电流波形，如图3. 6的开通过程图3. 7的关断过程所示。 图3. 6 米勒电容不同时的电流波形(开通过程) 19 华中科技大学硕士学位论文 图3. 7米勒电容不同时的电流波形(关断过程) 从图上可以看出，米勒电容较小的IGBT先导通先关断(图中的电流曲线I1)，但不影响静态电流分布。米勒电容很小的变化都会对并联IGBT开关产生很大影响，电容值越大，开通和关断时间越长，动态电流越不平衡。 在第二章对IGBT动态特性的分析中，米勒平台保持的时间长短严重影响了开关特性，驱动对栅极施加电压的过程可以看作是阻容充放电的过程，被充放电的电容就是栅极电容和米勒电容之和。 ⑷驱动器的差异 由于驱动器本身的开通延迟、输出上升时间、关断延迟、输出下降时间不同引起的动态均流差异，这是做好均流主要考虑的一个方面。 ⑸引线电感的差异 一般的支路呈现阻感性，电阻不相等使得稳态工作时IGBT电流不一致，感抗不一致使得各IGBT的电流动态变化差异变大。下面分别对集电极电感和发射极电感的作用进行仿真分析。假设集电极电感取L3=50nH，L4=200nH。由图3.8至图3.10可知，开通阶段和导通期间具有较大电感的支路对电流上升的抑制作用更大，导通比 图3. 8 集电极电感不同时的电流波形(开通过程) 20 华中科技大学硕士学位论文 图3. 9集电极电感不同时的电流波形(导通阶段) 图3. 10集电极电感不同时的电流波形(关断过程) 较滞后且整个导通期间电流始终不平衡。但对关断瞬间的同时性影响不大，在一定参数差异范围内也不会产生关断振荡。 发射极杂散电感不同时的电流分布，取L5=200nH，L6=50nH 两IGBT的电流分布如图3. 11至图3.13所示。 图3. 11发射极电感不同时的电流分布(开通过程) 21 华中科技大学硕士学位论文 图3. 12发射极电感不同时的电流分布(导通阶段) 图3. 13发射极电感不同时的电流分布(关断过程) 由图可见，发射极电感的影响和集电极电感的影响结果相同，开通和关断不同步且导通电流不均衡，特别是发射极杂散电感参数不一致对关断瞬态的电流分布影响更大。 大电流功率半导体模块在封装时不可避免的具有引线，制作厂可以把引线电感的差异控制在很小的范围内。但是不同型号、不同批次的IGBT之间存在的差异还是较大的，对均流的影响效果很大。 3.2 IGBT并联均流的方法 以上分析了造成IGBT不均流的原因，下面将展开讲述如何克服这些因素的影响。针对IGBT自身特性的区别，我们在选IGBT的时候，挑选同一厂家同一型号同一批号的IGBT，并在同批IGBT中经过测试挑选电气特性最接近的器件作为并联备选的 22 华中科技大学硕士学位论文 IGBT。针对支路间参数的差异我们可以在加工制作时使电路布局尽可能的对称。针对IGBT驱动的差异要求我们在选择驱动器时也需要经过测试挑选差别最小的驱动芯片或则驱动板，需要搭建驱动扩展电路的地方要求所用电子组件具有高精度、低温度系数，条件比较苛刻。 3.2.1 栅极电阻调节法 上一节已经提到IGBT导通和关断时可以近似用一个恒压源对一个阻容式电路充放电的过程等效，调节栅极电阻可以改变阻容式充放电的时间常数，影响IGBT的的动态过程。利用图3. 3的仿真电路，2个IGBT的栅极电阻Rg分别取0.5欧，10欧，20欧，仿真结果如图3. 14 至图3. 22所示。 图3. 14 Rg=0.5欧电流分布(开通瞬态) 图3. 15 Rg=10欧电流分布(开通瞬态) 23 华中科技大学硕士学位论文 图3. 16 Rg=20欧电流分布(开通瞬态) 图3. 17 Rg=0.5欧电流分布(关断瞬态) 图3. 18 Rg=10欧电流分布(关断瞬态) 24 华中科技大学硕士学位论文 图3. 19 Rg=20欧电流分布(关断瞬态) 图3. 20 Rg=0.5欧 Vce分布 图3. 21 Rg=10欧 Vce分布 25 华中科技大学硕士学位论文 图3. 22 Rg=20欧 Vce分布 从这些图中可以看出，栅极电阻影响IGBT的开关时间、开关损耗、动态电流和关断电压。由于栅极电阻可以限制导通和关断期间栅极电流脉冲的幅值和改变阻容电路的时间常数，所以较小的栅极电阻使导通和关断的时间缩短且开关损耗减少，这也说明调节栅极电阻可以影响动态均流。IGBT快速的开关切换需要注意的是电流变化率di/dt过快时，若电路中存在杂散电感会在IGBT上产生大的电压尖峰，如图3. 20所示在IGBT关断时的电压尖峰，这个瞬间电压尖峰可能超过安全工作区而损坏IGBT。快速的导通和关断还会带来较高的dv/dt和di/dt产生更多的电磁干扰，从而可能引起控制系统故障，所以栅极电阻必须仔细地选择。设置栅极电阻需要注意的事项：a) 驱动器靠近IGBT减小引线长度； b) 驱动的栅射极引线绞合或则使用双绞线，并且不要用过粗的线；c) 线路板上的两根驱动线的距离尽量靠近；d) 栅极电阻使用无感电阻；e) 如果是有感电阻，可以用几个并联以减小电感。 3.2.2 反馈调节 ⑴通过栅极电压反馈调节静态电流 通常IGBT并联工作时各参数之间有如下的函数关系， Vce1=f(ic1,Tvjop1,VGE1) (3-10) Vce2=f(ic2,Tvjop2,VGE2) (3-11) Vce1=Vce2 (3-12) 26 华中科技大学硕士学位论文 上面三个式子说明栅极电压VGE、运行时的温度Tvjop、集电极电流ic和导通压降Vce存在一定的关系。即在同样的散热条件下可不考虑运行时的温度影响，仅通过改变栅极电压可以实现调节集电极电流的大小。当2个IGBT并联时，如图3.1所示，根据式2-1集电极电流、栅射极电压和集射极电压之间满足如下关系， 2 ic1=k1[2 VGE1−VGE th Vce1−Vce1] (3-13) 2ic2=k2[2 VGE2−VGE th Vce2−Vce2] (3-14) 由上面两式得到， ic1ic2 = k k1[2 VGE1−VGE th Vce1−V2ce1] 22[2 VGE2−VGE th Vce2−Vce2] (3-15) 前面已经讲过，IGBT自身特性上的差异影响均流效果，在上式中主要体现为k、VGE th 和Vce，对于不同型号的IGBT这三项显然差别较大，同型号的IGBT中这三项与设计结构参数和制造工艺有关。显然，这三项越接近，输出特性越相似，均流效果越好。 IGBT通常工作在开关状态，稳态工作时进入线性区，常温下正常工作时的导通压降Vce为1V～3.5V，阈值电压取典型值VGE=5V，所加的栅极电压为15V，并联时有Vce1≈Vce2，所以根据以上假设可把式3-15化简为下式 ic1ic2 ≈k k1 VGE1−VGE th 2 VGE2−VGE th (3-16) 由于某种原因并联的2个IGBT出现了不均流，若ic1=nic2=nI0且n>1，利用栅极调压改善静态均流后的电流为ic1=ic2≈(n+1)I0 2，由式3-16可知流过较大电流的IGBT的栅极电压需下调至VGE1×（n+1） 2n。实际上降低IGBT1的栅极电压后，并联的2个IGBT的集射极电压均有所增大，在达到新的电流相等后IGBT中的电流ic1=ic2<(n+1)I0 2，栅极降压后的电压值要低于原来的（n+1） 2n倍而且低很多。这是因为前面的叙述没有考虑栅极电压变化对k值的影响，k改变后对IGBT的影响比较复杂，但在线性工作区段的关系是VGE−VGE th 越小，k值越大，反比系数 27 华中科技大学硕士学位论文 上的差异与IGBT设计有关，可以近似为如下关系式， k’k =m×V′VGE−VGE th GE −VGE th (3-17) 式中，VGE——初始栅极电压值， k ——对应于初始栅极电压值的系数， ′ VGE——降压后达到新平衡后的栅极电压， k’ ——对应于最终栅极电压值的系数， m ——反映k与栅极电压变化的系数。 由以上假设，降低IGBT1的栅极电压达到新的平衡后，由式3-15和式3-17，一号IGBT初始状态与最终状态之比为， nI0(n+1)I0 2k′1k1 = k1[2 15−5 Vce1−V2ce1] 2′′′k′1[2 VGE1−5 Vce1−Vce1] (3-18) = m×V′15−5 GE −5 (3-19) 虽然降压后达到新的平衡时集射极电压增大，但是变化幅度不算大，可以近似认 ′为Vce1=Vce1，联立式3-18和式3-19得到， ′ 40mn− n+1 20−Vce1 VGE−5 =20mnVce1 (3-20) 1MBH60—100 SKM300GB128D 图3. 23 达到新平衡后栅极电压变化曲线 论文[19]对栅极调压实现静态均流做了分析和测试，在其试验中分别给出了 28 华中科技大学硕士学位论文 1MBH60—100和SKM300GB128D两种IGBT的双管均流实验，使用1MBH60—100 ′ 时在均流前双管电流相差1.85倍，当平衡时Vce=1.77V，VGE=6.3V；而使用′SKM300GB128D时初始双管电流相差1.08倍，当平衡时Vce=1V，VGE=6.2V，两种 IGBT的栅极电压都有大幅度的下降。 根据其实验得到的实现静态均流后的电流电压参数，利用式3-20合理选择m、n的值，拟合得到两条曲线，如图3. 23所示。 图3. 23反映了调节到电流平衡后最终状态时的栅极电压与集射极电压的关系(IGBT处于新的工作状态)，拟合曲线反映了栅极调压的变化趋势，从中可以看出两种趋势：①稳态开通时，如果IGBT的导通压降较小，则栅极电压需要较大范围的调节。在线性区，IGBT中流过的电流越大，管压降越大，即IGBT中流过的电流较大时，栅极电压调节范围较小。例如1MBH60-100型IGBT，其技术文档中给出的参考值为VGE=15V，ic=65A时Vce=3.2V，就是说当IGBT中流过65A的电流时导通压降为3.2V，如果出现了不均流，需要将栅极电压由15V降低至约8V(IGBT技术文档中给出的维持65A饱和电流的电压大于7V)。栅极电压等于15V时，IGBT保持在线性区工作的集射极电压最大可为10V(与拟合曲线矛盾，这是因为拟合曲线没有考虑保持在线性区的集射极电压范围限制)，此时栅极电压需要由15V降低至约11.5V，变化范围更小了，但是此刻的集电极电流是个很大的值，IGBT功耗很大，极容易损坏IGBT。技术文档中给出的IGBT额定电流通常比VGE=15V可以流过的最大电流低很多，在Vce≈8V附近的栅极调压效果比较明显，但是这种工作状态是绝对不允许的，在推荐值附近工作时栅极电压回调范围太大，IGBT的短路承受能力、效率都降低了。②电流分配差异越大，栅极电压变化范围越大。由图3. 23可知不管电流不均衡度多大，栅极都调节到阈值电压VGE=5V附近(这是因为维持推荐的额定电流值所需的栅极电压比阈值电压仅仅高几个伏特)，所以IGBT在推荐电流下用栅极调压是不可能的，因为那样被降低栅压的IGBT早已进入饱和区，集射极电压承担了主要的外电路电源电压。 29 华中科技大学硕士学位论文 虽然文献[19]中给出了2种型号IGBT的测试结果，但是所有的IGBT都具有相似的特性。通过以上分析，栅极电压回馈方法应用具有局限性：适用于很小电流范围的调节且栅极需要很大的回调甚至接近阈值电压。 ⑵通过调节触发脉冲时间回馈调节动态电流 还有一些研究者提出了通过调节触发脉冲时间回馈调节动态电流。该方法的想法是测量每路电流的大小，求得一个平均值，根据各支路电流与平均值的差异换算出延迟或则提前的时间差，在下次再次触发IGBT时利用该时间差对触发脉冲予以补偿。在文献[33]中，作者设计了一个均流控制器和脉冲成形器以实现上述功能，如图3. 24所示。 图3. 24 时间回馈实现动态均流 图中，∆ii t ={n nj=1ii t−T −ii t−T ，n为并联IGBT的总数。 1 图3. 25 栅极电压回馈实现静态均流 30 华中科技大学硕士学位论文 该论文还给出了栅极调压的实现方案，如图3. 25所示， 其它常用的方式还有在支路中串接小电阻或扼流圈，但是串接的小电阻增加了损耗降低效率，增加的扼流圈减缓了电流上升速度。 本章主要讲述了影响IGBT均流的因素和目前一些研究者提出的均流方法，在下一章中，将会详述搭建的并联实验平台和利用上述方法所测到的一些数据波形并加以分析说明，选择性的应用到脉冲开关中。 31 华中科技大学硕士学位论文 4 测试开关和结果 本章开始着重介绍大电流开关试验平台的搭建和实际测试中得到的一些波形并加以说明。 4.1 测试开关的原理 在第三章中已经详细讲述了影响均流的几个重要因素： ①电路结构的对称性； ②驱动的对称性和一致性； ③IGBT开关电气特性的差异性。 针对第一条设计了一个圆形的环氧板，5个IGBT在其上对称分布，电流由圆盘中间流入，为了便于试验，各个IGBT单独引出电流，接线时可以方便使用不同长度的电缆引出电流，满足一些测试要求。试验平台使用英飞凌大功率模块FZ1200R36KF2，目前最大电流6kA，设计时考虑升级能力，使用3600A的IGBT可以方便升级到18kA。平台照片见附图。 D1L50uHR0.5D2+C6.75mZ3C16.8uD3Z4C26.8u0 图4. 1 脉冲大电流产生原理电路 如图4. 1所示的脉冲大电流产生原理电路，图中将5个IGBT并联简化为2个显示。电路拓扑基本是一个RLC串联电路，放电波形如图4.2所示。储能电容被充电至初始电压，触发控制IGBT并联开关的导通时间，储能电容向电阻、电感放电，电流 32 华中科技大学硕士学位论文 波形为过阻尼形状，在电流达到峰值时使触发消失，IGBT关断。使用电流传感器观察各个IGBT开通、导通和关断期间的电流分配状况。 图4. 2 放电电流波形 4.1.1 驱动 由于电路工作周期比较低，所以采用普通驱动IC芯片M57962AL足以满足驱动功率要求，它是日本三菱电机公司设计的专门用于驱动n沟道IGBT的门极放大器。它的信号输入侧内置高速光耦合器，在运行时相当于一个隔离型放大器，可实现输入与输出间良好的电气隔离和可靠的驱动。该门极放大器与TTL电平兼容，输出的最大峰值电流为5A，隔离电压2500V，输出级是互补结构。 图4. 3 M57962Al的结构框图 33 华中科技大学硕士学位论文 M57962AL驱动器的结构框图如图4. 3所示，芯片上集成有互补输出级、短路保护电路、定时器和复位单元、栅极强制关断单元、故障输出单元、光耦合器等几个功能单元。它可以自由选择单电源或则双电源工作模式，具有低压保护和短路保护的功能。其工作过程可描述如下：当给定开通输入信号为高电平时光耦合器导通，经过内部各个功能电路后由互补功率放大级的NPN型晶体管输出，给IGBT加上正的电压。给定低电平关断信号时，光耦合器截止，功率放大级的PNP晶体管导通，给功率模块栅极施加负电压开始关断过程。 当IGBT过流时Vce电压升高，引脚1电位升高到超过过流设定值时，栅极强制关断单元立刻降低栅极电压并保持关断封锁状态而无视输入信号的作用，同时故障输出单元从引脚8发出故障信号。经过预定的1-2ms后，如果输入信号是脉宽至少5微秒的低电平，则保护电路复位并恢复到正常状态。在开通时为了屏蔽过电流保护电路的动作，芯片还具有屏蔽时长可调设置引脚2，超过屏蔽时间IGBT还没有开通就视为过流并动作。 表4. 1介绍了M57962AL的各引脚配置和作用。 表4. 1 M57962Al引脚说明 引脚号 1 2 4 5 6 8 13 14 引脚名 Detect pin Control pin for ttrip Vcc Vo VEE Fault output IN− IN+ 作用 过流保护检测端 时间可调端 接直流电源正端 栅极电压输出端 负电源端 故障输出端 输入信号负端 输入信号正端 根据M57962AL的特点和使用可靠性决定采用双电源工作模式，双电源驱动的典型应用电路如图4. 4所示，根据需要合理选择元件参数制作驱动板，可以完成栅极电 34 华中科技大学硕士学位论文 阻调节法的一些测试工作。 图4. 4 M57962Al典型应用电路 4.1.2 电流测量 对于大电流的测量，可以使用的测量手段有分流器、电流互感器、霍尔电流传感器以及罗柯线圈。分流器是一段串联在电路中的固定电阻，为降低测量电阻对电路的影响和降低电阻的发热，通常阻值很低，电阻两端的电压与电流的大小成线性关系。分流器的优点是测量精度高、响应快，缺点是重量大使用不方便、不适合很大电流的测量。因为普通分流器的趋肤效应和较大的互感，在脉冲大电流场合应用时其线性关系会产生严重变化，此时需使用同轴型分流器。电流互感器是利用变压器原理，缺点是体积大、造价高、磁饱和、绝缘结构复杂。实验中用到了霍尔电流传感器和罗柯电流传感器，并自制了一个PCB罗柯电流线圈，下面分别对两种使用情况作介绍[49]。 霍尔电流传感器是低频或直流电流测量的有效方法，开环型霍尔电流传感器动态范围小、测量精度低，闭环型霍尔利用零磁通原理，在测量精度上有了很大提高，但测量系统变得复杂，大电流闭环霍尔的制造成本将急剧增加[49]。霍尔电流传感器是一种典型的有源型电流检测方法，适用于从直流到中频段的任意波形电流的测量。 35 华中科技大学硕士学位论文 图4. 5 霍尔效应[49] 霍尔电流传感器采用霍尔组件作为传感单元，通过霍尔效应来实现对电流的测量。霍尔组件又称作霍尔片，图4. 5所示为霍尔组件的基本原理。半导体薄片的横向方向通过电流Ic，在垂直于霍尔片的磁场B 作用下，载流子由于受到洛仑兹力的作用，在纵向上发生偏转，其中一边聚集正电荷，另一边聚集负电荷，所形成的电场被称为霍尔电场，它们之间的电势差被称为霍尔电势，霍尔电势与电流Ic 和磁感应强度B 成正比，见式4-1[49]。 UH=KHBIc (4-1) 式中， UH——霍尔电势， KH——霍尔组件的灵敏度。 另一种电流测量工具——空芯线圈一般将漆包线在环形骨架上均匀绕制而成，骨架为陶瓷或塑料等非铁磁材料。空芯线圈有别于带铁芯的交流电流互感器的一个显著特征是骨架的相对磁导率与空气中的相对磁导率相同[49]。空芯线圈的典型结构如图4.6所示，圆柱形载流导线的中心与空芯线圈的中心轴重合，漆包线绕组均匀分布在空芯线圈上。 测试中，我们分别对同轴型分流器、霍尔电流传感器、互感器和罗柯线圈做过对比，同轴型分流器对被测电流的瞬态和稳态表现都很好、霍尔电流传感器对瞬态的电流表现不好且易受到电磁干扰、皮尔逊互感器和PEM罗柯线圈对高频电流信号的表现都很好，而自制的PCB型罗柯线圈稳态表现很好。 36 华中科技大学硕士学位论文 图4. 6 空芯线圈[49] 当有电流从线圈中间穿过时，在线圈两端感应出电压， e=Mdt (4-2) 式中，e——线圈两端感应出的电压 M——互感系数，与线圈的形状、尺寸和绕线匝数有关。 所测电流为， i=M 0edt (4-3) 所以需要对空心线圈的输出信号进行积分得到被测电流值。 4.1.3 触发形成 前面叙述了调节触发沿来实现均流的方法，为了在试验中实现触发沿可调，使用FPGA程序设计实现输出可调节时长的脉冲信号以完成触发沿反馈调节的测试。 FPGA基本结构包括6部分：可编程输入/输出单元、基本可编程逻辑单元、嵌入式块RAM、布线资源、底层嵌入功能单元和内嵌专用硬核。可编程输入/输出单元为可编程模式，能够完成不同电气特性下对输入/输出信号的驱动与匹配要求，是芯片与外界电路的接口部分。该单元可以调整匹配阻抗特性、上下拉电阻以及调整输出驱动电流的大小。基本可编程逻辑单元由查找表和寄存器组成，查找表完成组合逻辑功能，依靠寄存器完成同步时序逻辑设计。可编程嵌入式块RAM可以灵活配置为单端口 37 1 tdi 华中科技大学硕士学位论文 RAM、双端口RAM、伪双端口RAM、FIFO等存储结构。布线资源用来连通芯片内各个单元，布线的设计和工艺影响芯片的驱动能力和传输速度。底层嵌入功能单元是DLL和PLL等这些通用程度较高的嵌入式功能模块。内嵌专用硬核的通用型较弱，不是所有的FPGA器件都此模块[48]。 本文使用Altera的FPGA EP3C25芯片，该芯片频率50MHz，最小时间精度20ns。利用该款FPGA可以方便的调整脉冲产生和结束时间，20ns的最小时间调节足以满足时间调节要求。 4.1.4 电磁干扰 人们在生产和生活中使用的电子、电气设备的数量越来越多，这些设备在工作时必然要发射一些有用的或无用的电磁能量，影响其它设备的正常工作。电磁兼容是指电子、电气设备或系统的一种工作状态，在这种工作状态下，它们不会因为内部或彼此间存在的电磁干扰而影响其正常工作。 形成电磁干扰必须具备下列三个基本要素：干扰源→耦合路径→敏感设备。电磁干扰源指产生电磁干扰的任何组件、器件、设备、系统或自然现象；耦合途径指将电磁干扰能量传输到受干扰设备的通路或媒介；敏感设备对电磁干扰产生响应的设备。电磁干扰源有许多种划分方法。按功能划分，有功能性干扰源和非功能性干扰源；按性质划分，有自然干扰源和人为干扰源；按传输方式划分，有传导干扰源和辐射干扰源；按频带划分，有窄带干扰源和宽带干扰源，等等。干扰的耦合途径分为两类：传导耦合途径和辐射耦合途径。传导耦合途径必须在干扰源和敏感器之间有完整的电路连接，干扰信号沿着这个连接电路传递到敏感器，发生干扰现象。这个传输电路可包括导线、设备的导电构件、供电电源、公共阻抗、接地平面、电阻、电感、电容和互感元件等；辐射耦合途径是通过介质以电磁波的形式传播[50]。 直流大电流直接关断会产生很强的电磁干扰，严重影响电流传感器的测量、电子运算和控制电路的工作。实际的干扰源主要来自于半导体开关动作瞬间的电流变化，即越大的di/dt引起的电磁干扰越大。为了防止电流变化时产生的电磁干扰对触发和驱 38 华中科技大学硕士学位论文 动造成影响，驱动板和触发均使用屏蔽盒加以保护以防止辐射干扰，示波器探头加装屏蔽层且远离干扰源。 4.1.5 过电压保护 由于线路上杂散电感的存在，电流下降时会在IGBT两端产生一个比较高的电压，一旦该电压超过规定的安全值将对IGBT造成永久性损坏，为此需在IGBT两端加上缓冲电路。如图4.6(a)所示，由杂散电感引起的过电压Vce为， Vce=Ls×dt+E (4-4) 式中，Ls——线路中的杂散电感， E ——电源电压， di/dt——IGBT中电流变化率。 di Ls(a)(b)(c)(d) 图4. 7 各种缓冲电路 电力电子器件的缓冲电路(snubber circuit)又称吸收电路，它是电力电子器件的一种重要的保护电路，不仅用于半控型器件的保护，而且在全控型器件的应用技术中起着重要的作用。简单的缓冲电路如图4.6(b)(c)(d)所示，图4.6(b)由单电容构成过电压吸收，适用于小功率应用，由于电路中无阻尼元件，容易产生振荡，故串联电阻构成图4.6(c)所示电路，但是接入电阻后电容的过电压抑制效果减弱。图4.6(c)是RCD吸收电路，即保留了电容的过电压吸收能力又抑制了关断时的振荡。通常采用计算和实 39 华中科技大学硕士学位论文 验结合的方法，确定缓冲元件的参数。图4.6(d)中的电阻R、电容C在选择时可以依据式4-5至式4-8得到， CE2=LsI2 (4-5) 式中，E——母线电压， I——关断前电流。 缓冲电阻的选择要考虑两个方面：一是IGBT开通时电容C的放电电流不能太大，二是在IGBT导通期间，电容上的能量释放完毕，所以由公式 iR=E R (4-6) RC=(1 3~1 5)DT (4-7) 电阻功率P为， P=CE2/2T (4-8) 式中，D——占空比， T——开关周期。 然而在大电流IGBT过电压保护中应用以上方法存在明显不足，kA级别以上的单管关断时，利用以上公式计算出的电阻、电容和二极管的参数是很大的，为此稍做改进形成了一种新的保护方式。如图4. 1所示，只使用电容和二极管组成CD型缓冲电路，将电容正端引回储能电容，这样既回馈了能量，也利用储能电容作为缓冲电容。 4.2 测试结果 4.2.1 电路结构对称性的影响 前面多次提到电路结构要做对称，因为支路阻抗的一点儿差异就会产生较大的电流偏差。在测试中我们通过不同长度的电缆提供不同的阻抗差异，测试时的电气参数储能电容电压充电到270V，电路中产生的最大输出电流900A，单管平均电流450A。图4. 8所示为相等长度的电缆测试到的电流波形，两根电缆长度为76公分；图4. 9所示为不同长度的电缆测试到的电流不均流结果，一根长度为76公分，另一根长度为89公分。 40 华中科技大学硕士学位论文 图4. 8 支路阻抗相等时电流波形，通道2/3：电流； 横轴为时间轴：200微秒/div；纵轴电流大小已衰减250倍：500mV/div 图4. 9支路阻抗不相等时电流波形，通道2/3：电流； 横轴为时间轴：200微秒/div；纵轴电流大小已衰减250倍：500mV/div 4.2.2 调节栅极电阻的结果 栅极电阻影响IGBT的动态过程，主要体现为开关时间和开关损耗，前面已经用PSPICE软件做过仿真和分析，在试验中通过改变驱动电阻实测栅极电阻对均流的影 41 华中科技大学硕士学位论文 响。测试时的电气参数为储能电容电压充电到270V，电路中产生的最大输出电流900A，单管平均电流450A。图4. 10为相同栅极电阻时的驱动波形，图4. 11为相同栅极电阻时的电流波形。 图4. 10栅极电阻相同时的栅极电压波形； 横轴为时间轴：2微秒/div；纵轴为电压轴：5V/div 图4. 11栅极电阻相同时的电流波形； 横轴为时间轴：400微秒/div；纵轴电流大小衰减250倍：500mV/div 两驱动电路栅极电阻不同时测试得到的结果如下：图4. 12为栅极电阻不同时的驱动波形，图4. 13为栅极电阻不同时的电流波形。对比与驱动信号，栅极电阻小的驱动的信号超前，因此控制的IGBT先开通，随后完全开通后IGBT中的电流自动均流。 栅极电阻的差异是有限制的，具体的限制在后面讲到。从图4. 12和图4. 13可以 42 华中科技大学硕士学位论文 看出，在栅极电阻差异较小时，栅极电压有一些变化，栅极电阻小的IGBT栅极电压总是先于栅极电阻大的IGBT。这样在电流滞后于其它IGBT的支路可以使用较小的栅极电阻以弥补这个误差。 图4. 12 栅极电阻不同时的栅极电压波形； 横轴为时间轴：2微秒/div；纵轴为电压轴：5V/div 图4. 13 栅极电阻不同时的电流波形； 横轴为时间轴：400微秒/div；纵轴电流大小已衰减250倍：500mV/div 4.2.3 调节栅极电压的结果 很多文献中指出采用栅极电压负反馈控制，可解决IGBT并联时的静态均流问题。该方案的核心是栅极电压对集电极电流的可控性及其调节静态均流的可行性，但多数 43 华中科技大学硕士学位论文 文献均未对此作出说明。在文[19]中通过分析IGBT输出特性曲线，以及对IGBT单管和IGBT模块的双管并联实验，详细阐述了通过调节门极电压来控制IGBT并联时静态均流的机制，进而分析了运用该机制进行回馈控制实现静态均流的可行性：当电路的通流能力很大而不成为约束条件时，栅极电压就成为电流的制约因素，改变栅极电压就可以相应改变集电极电流，实现栅极电压对集电极电流的控制[19]。 对于文献[19]所作的结论和测试结果，本文在上一章已经根据输出特性曲线等效公式做了分析，指出了通过栅极调压来实现静态均流的局限性。鉴于所制作的实验平台选用1200A的IGBT，本文不再重复文献[19]的实验来验证上一章得出的结论，只对测试时观察到栅极电压对动态开通过程的影响作些分析说明。 为了使外电路电流足够大且上升快，测试电路改用了储能电容对小电阻放电电路，脉冲功率应用中有很多这样的瞬间获得大电流的应用，仍然对2个IGBT直接并联进行试验。测试时施加足够长的触发使电容上的电压全部放掉，测试电流波形如图4. 14所示，由于线路中杂散电感的存在，电流经过一段上升时间才达到最大值，然后开始阻容放电电路中电流下降，外电路可以提供的最大电流为2500A，由于连接使用的电缆有差异，每个IGBT中的电流不一样。 图4. 14 通道2/3 每个IGBT中的电流，栅极电压均为15V； 横轴为时间轴：200微秒/div；纵轴为电流轴：500A/div 44 华中科技大学硕士学位论文 图4. 15通道2/3 每个IGBT中的电流，栅极电压分别为15V/14V； 横轴为时间轴：40微秒/div；纵轴为电压轴：500A/div 图4. 16通道2/3 每个IGBT中两端的Vce，栅极电压分别为15V/14V； 横轴为时间轴：4微秒/div；纵轴为电压轴250V/div 将对应于示波器通道3的IGBT栅极电压调整为14V，测试得到的电流波形图4. 15所示 可以看到降低了栅极电压的IGBT开通一小段时间后被关断了，这是因为关断前一刻达到的栅极电压对应的饱和电流远远小于外电路提供的电流，IGBT势必进入饱 45 华中科技大学硕士学位论文 和区，集射极电压大幅度上升，所用的驱动M57962AL认为此时过流并开启自我保护关断IGBT。测试得到的集射极电压波形如图4. 16所示，对应于通道3的IGBT集射极电压出现大幅度提升，而另一个IGBT并没有发生变化，与并联时2个IGBT的集射极电压始终相等矛盾，事实上，并联的IGBT在电流变化较慢时Vce是相等的，但是在电流很快变化时，各个IGBT将具有自身的独立性。这种独立性反映在栅极电压的上升速度与外电路电流的建立速度之间的差异上。在第二章图2.7中开通阶段栅极电压具有一段较平的米勒平台，根据式2-1计算饱和电流的公式算出此时米勒平台处的栅极电压Vpl为， Vpl= ic k+VGE th (4-9) 因为实验设计的阻容放电电路，其在电流建立阶段，电流一直上升，所以不会存在米勒平台或则米勒平台很短，否则随着外电路电流的增加IGBT进入饱和区。在电流上升变化率很快的脉冲应用中，必须满足栅极电压的建立速率比电流上升率快，即在同一时刻，有下面的公式， VGE> ic k+VGE th (4-10) 对于IGBT开通时有， VGE=VG{1−exp t (Rg(CGE+CGC) } (4-11) 式中，VG是驱动输出电压，Rg是栅极电阻。 4.2.4 调节触发时间的结果 有些文献中讲到调节IGBT触发的前后沿，在对这些文章阅读后，在实践中发现这种方法具有局限性。对于直接并联的IGBT，通常我们会看到2个IGBT上升和下降阶段的电流有交叉点，这是因为IGBT自身特性之间有差异，对于这样的电流形状，无论怎么调节时间都不会有效果。所以只有对于各IGBT中的动态电流是接*行的形状时才会有效果，要达到这样的形状，IGBT的特性要十分接近或则外电路可以产 46 华中科技大学硕士学位论文 生电流的近似平行延迟。 综上所述，在利用IGBT设计用于很大脉冲电流的开关时，在各方面做到一致和对称是非常重要的，调节栅极电压实现静态均流在短脉冲功率应用中显得不好使用，从栅极电压变动开始到电流中出现变化的反应速度无法跟上大幅度变化的电流，而且在几倍于额定值运行时调小栅极电压降低了IGBT的能力。对于快速变化的电流，必须满足式4-10的规定，否则引起各个IGBT上的导通压降不均衡、电流不均衡。 47 华中科技大学硕士学位论文 5 总结与展望 本文的主要内容是研究IGBT的并联，目的是使IGBT并联开关在各种类型的脉冲功率得到更多更好的应用。全文开始简要介绍了一下IGBT半导体器件，其中一些内容超过了现行教材的范畴，对于想并联应用IGBT扩展通流能力的使用者来说，了解IGBT的原理、本质和特性是很有必要的，一般的应用者在掌握了通行教材的知识后就可以正常使用，但是对于一些非正常应用或最大化IGBT的能力就需要多知道一些器件原理和制造方面的知识。接着讲述了并联IGBT不均流的影响因素以及克服方法，又总结了目前的一些均流方法：支路中串接小电阻或扼流圈，栅极电阻调节法，栅极电压调节法，触发时间调节法。对每一种方法都做了说明，并指出了局限性，有的给出了模拟结果，有的给出了独创性的解释方式。总结结果归纳如下： ①IGBT并联均流首先是考虑IGBT选型、安装布局、驱动选型。安装布局满足结构对称和IGBT器件部分尽量紧凑以降低杂散电感。这里讲的选型不是通常认为的根据设计功率要求选型号，而是指对选定型号的IGBT再次比较它们之间的差异挑出精选的特性一致的IGBT；对选定型号的驱动再次测试精选出特性一致的驱动IC或则驱动板，并且对于需要外扩电路的驱动要求所选用的各种元件精度高、稳定性好。 ②支路中串接小电阻或扼流圈实现均流显然是可以的，但是增加的小电阻降低了效率，串联的扼流圈降低了电流上升率。 ③栅极电阻调节法实现动态均流也是可行的，但是电阻不能随意选择，过小的电阻引起门极振荡，较大的电阻增加了损耗和栅极电压上升率。 ④改变栅极电压实现静态均流，在其它研究者的测试结果和本文的解释中都表明：为达到电流一致，需要调节的电压范围太大而且通过的静态电流值需要较小，这样降低了IGBT自身的能力。并且改变栅极电压也改变了IGBT的动态性能，所以需要一种在动态阶段高电压正常驱动，而静态阶段可以调压的驱动板，目前这样的驱动在市场上还没有出现，为此需要自己制作这种驱动。一般驱动都包括各种保护功能，自制驱动增加了工作时间和难度，自己做的驱动一致性上没有集成的成熟产品好。 48 华中科技大学硕士学位论文 ⑤触发时间调节法实现动态均流，本文作者认为只对动态接*行的电流有效果，在我们的实验平台上无法得到这样的电流，故无法实验佐证。但是对动态不平行的电流调节时间进行测试，结果表明没有任何改善，相反在调节时间较大时双管中的电流不均衡度变大。 ⑥每条并联IGBT支路具有自己的独立性，这种独立性是IGBT特性、栅极电压和外电流的相互作用的结果。 ⑦实现IGBT并联均流可以从器件级、驱动级和系统级展开研究。器件级是从自身特性上着手改善IGBT的性能；驱动级是从驱动器上改善驱动的性能，完成需要的均流手段；系统级是结合实际应用对均流方法的实现。 本文也存在一些缺陷和不足，主要体现在以下方面： ①虽然试验平台将IGBT和驱动板均匀布置，但是由于条件所限，没有对IGBT进行精选，在实际观察中发现存在一些差异，驱动IC和各种元器件也没有严格筛选，但是这些不影响本文一些结论的得出。 ②PSPICE模拟中使用的是已有的其它厂家的IGBT模型，本试验所用的英飞凌生产的IGBT模型在模型库中没有，虽然不同型号不同厂家的器件设计参数存在差别，但这也不影响仿真模拟得到的结论。 ③在试验时经常使用2个IGBT观察均流的结果并加以分析，建议至少使用3个IGBT测试。 ④由于工作时IGBT的功耗很小，没有大的温升，所以没有考虑温度对均流的影响，而认为温度同环境温度相等。 IGBT作为可以自动均流的器件，目前以较高的电流、简易的驱动成为主要的功率器件，在大电流并联应用上也是首先器件，随着IGBT等级的不断提升，届时需要并联的IGBT越来越少。对于从MOSFET传承过来的一些均流方法，在其它领域都有使用，需要根据实际应用选择必要的方法。伴随着人类社会进步和技术的发展，会有更优良的半导体开关或则其它类型的开关取代IGBT在大电流开关中的应用。 49 华中科技大学硕士学位论文 致 谢 在我硕士论文完成之际，我要向在这将近两年半的时间里知道、关心和帮助我的老师、家人、朋友、同学及师兄弟们致以衷心的感谢！ 首先要感谢庄革教授，庄老师以其对J-TEXT托卡马克的物理目标的深刻理解和对整个装置的全面把握给我留下深刻的印象，严谨的科研作风和开阔创新的思维方式对我今后的学习工作有着巨大影响 感谢张明老师在我硕士期间的学习上给予许多教诲与指导，生活上给予极大的帮助和关心，使我在硕士阶段得到了充分的学习锻炼，在此我要向张老师表达真诚的谢意。 感谢李国久、欧阳成等老师和实验室工作人员在日常科研学习中对我的支持和帮助，他们有求必应，让我学到了很多东西。 感谢J-TEXT实验室的饶波、何泱、黄海、李兴群、郝长端、胡海洋等师兄师姐、同学和师弟师妹，他们不仅是我科研上同伴儿，更是我日常生活中兄弟朋友。 感谢J-TEXT实验室为我提供的优越的学习生活环境，让我这三年的时间里，获得很多快乐，取得很大的进步。 感谢华科电气学院硕士0907班的全体同学，感谢他们对我的关心和帮助，让我有一个团结上进的班集体。 感谢317寝室的兄弟们，感谢这份同一个屋檐下的畅谈和交流。 深深感谢我深爱的父母，他们含辛茹苦任劳任怨承受着生活的艰辛，在精神上和物质上无私地支持着我，让我的学习和生活没有后顾之忧，是他们深深的爱支持着我走过漫长的求学之路。 感谢所有关心我、支持我、帮助我、爱我的人。 最后，感谢熏陶了我二年多的环境优美的华中科技大学和秀美的喻家山。 谨以此文献给你们！ 常江 50 华中科技大学硕士学位论文 参考文献 [1] W.Gekelman，H.Pfister，Z.Lucky，et al. 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