电 工 技 术 学 报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.33 No. 14
Jul. 2018
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.170786
三电平变流器中点电位平衡及 低开关损耗SVPWM策略
罗 锐 何英杰 陈 晖 刘进军
（西安交通大学电气工程学院 西安 710049）
摘要 分析二极管钳位型三电平变流器主电路原理。在此基础上，结合大功率变流器自身控制的要求与特点，基于不连续空间矢量脉宽调制（SVPWM）方法，提出一种能够同时降低开关损耗和控制中点电位平衡的混合调制策略。该策略包含通过检测变流器交流侧三相瞬时电流的方向以及直流侧两个电容的电压差值来切换矢量序列方式，实现中点电位平衡控制和选择电流最大相或较大相不动作来降低开关损耗两个部分，这两个部分之间采用滞环控制方式进行切换。最后，通过仿真和实验验证了所提混合调制策略不仅能够实现中点电位平衡控制，而且还能有效地减小开关损耗，实现算法简单，在工程实践上具有一定的实用性。
关键词：中点钳位型三电平变流器 不连续空间矢量脉宽调制 中点电位平衡 低开关损耗 中图分类号：TM464
SVPWM Scheme for Three-Level Converters with Neutral-Point
Potential Balancing and Switching Loss Reduction
Luo Rui He Yingjie Chen Hui Liu Jinjun
（School of Electrical Engineering Xi’an Jiaotong University Xi’an 710049 China） Abstract In this paper, working principle of three-level neutral point clamped (NPC) converter is analyzed. On this basis, combined with high power NPC control requirements and characteristics, a hybrid modulation strategy based on discontinuous space vector pulse width modulation (SVPWM) is proposed to reduce switching loss and keep neutral-point voltage balancing. The strategy consists of two parts. One is switching vector sequence to achieve neutral-point voltage balancing by detecting the direction of the three-phase instantaneous current at AC side and dc-link voltage difference, the other is applying no action principle of maximum or larger current phase to reduce switching loss. The switching between the two parts is controlled by hysteresis. Finally, the simulation and experimental results verify that the proposed strategy can effectively balance neutral-point potential and reduce switching loss. The algorithm is simple and has a certain practicality in engineering practice.
Keywords：Three-level neutral point clamped (NPC) converter, discontinuous space vector pulse width modulation (SVPWM), neutral-point potential balancing, low switching loss
国家自然科学基金（51777158），基本科研业务费综合交叉项目（1191329727）和大型电气传动系统与装备技术国家重点实验室开放基金（SKLLDJ022016004）资助项目。
收稿日期 2017-06-06 改稿日期 2017-11-27
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电 工 技 术 学 报 2018年7月
0 引言
近年来随着新能源产业的不断发展，光伏并网逆变器的装机容量迅速增加。光伏并网逆变器采用三电平拓扑[1]
，与传统的两电平拓扑相比，在相同的条件下具有以下优点：①输出波形更为接近正弦，谐波含量低；②开关器件每次开关时电压变化率du/dt和电流变化率di/dt较小，器件承受的开关应力减小，电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）程度大大减轻；③效率高，在相同谐波含量时，开关频率大大降低，开关损耗明显减少；④适用于高压、大功率场合。
对三电平变流器而言，中点电位平衡是确保变流器安全稳定运行的必要条件。如果不对中点电位进行控制，不仅会导致输出电压波形中谐波含量上升，而且会使开关管承受较大的电压应力，器件发热量增加，从而影响装置的寿命，严重时甚至会损坏开关器件以及烧毁直流侧电容。因此，中点电位平衡问题一直是三电平变流器研究的重点
[2-7]
。此外
随着各种工业领域，尤其是光伏产业对大功率变流器的需求不断增加以及半导体器件开关频率的不断提高，器件工作时产生的损耗已不容忽视，过大的开关损耗不仅会降低变流器效率，而且要求变流器具有良好的散热能力，这将增加额外的成本。因此同中点电位平衡问题一样，开关损耗问题也受到了国内外学者的广泛关注
[8-14]
。
截至目前，绝大多数的文献将三电平中点钳位型（Neutral Point Clamped, NPC）变流器的中点电位平衡问题及开关损耗问题分开进行考虑研究，或只考虑中点电位平衡问题
[4-7]
，或只考虑开关损耗问
题[8-10]，只有极少量文献同时对两者进行了研究分析[11-14]。针对中点电位平衡问题，控制方法主要有硬件电路[2,3]和软件控制[4-7] 两种类型。由于外加硬件电路控制中点电位的方法会给系统额外增加不必要的费用，因此为了抑制中点电位波动和偏差，一般采用软件控制策略，多数是改进型的空间矢量调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）方法[4-7]。文献[4]通过检测直流电容电压和负载三相电流的信息，调整小矢量对的时间分配因子实现对中点电流的精确控制。文献[5]在传统的SVPWM基础上引入虚拟空间矢量，通过合理选取虚拟中矢量分配系数的值，可以在一定范围内抑制中点电压的波动。文献[6]提出了一种精细分区控制中点电位平衡的新方法，该方法在不同工作区域采用不同调
制方法尽量控制中点电流绝对值最小，从而控制中点电位平衡。文献[7]提出了一种基于120°坐标系的SVPWM快速算法。通过总结适当的分布规律，能够快速得出用于中点电位平衡的冗余矢量而无需查表。以上方法均可以一定程度地抑制中点电位波动和偏差，但均未有效降低开关损耗。针对开关损耗问题，文献[8]引入软开关技术，能够显著降低半导体器件的开关损耗，但其需要额外的硬件电路，增加了系统成本，控制较复杂。文献[9]采用不连续SVPWM，在各相半个周期中，开关管保持60°区域不动作，降低了开关次数，从而减小了开关损耗，但其在非单位功率因数条件时，损耗降低并不明显，调制过程中也无法抑制中点电位的波动。文献[10]利用三相瞬时电流的最大相或最小相，在原有指令电压的基础上叠加补偿电压，降低开关损耗，但该方法在中点电位发生偏移时并不适用。此外，同时针对中点电位平衡问题和开关损耗问题，也有少量文献进行了相关研究。文献[11]提出一种通过切换矢量序列来均衡直流侧电压的控制策略，可以同时实现中点电位平衡控制以及低开关损耗，但只讨论了单位功率因数的情况，缺乏对全功率因数区域的研究。文献[12]基于载波移位脉宽调制（Phase Disposition PWM, PDPWM）策略的中点电位平衡方法，提出了一种最小开关损耗脉宽调制（Small switch Losses PWM, SLPWM）和PDPWM混合调制策略，能够有效降低开关损耗和控制中点电位，但其本质上是载波调制，因此直流侧电压利用率较低，且调制过程太复杂，不适用于工程实践。文献[13]提出了一种协调控制策略，可以同时控制中点电位平衡并降低开关损耗，但开关管不动作区域离散分布，因而无法明显降低开关损耗。文献[14]提出一种基于DSVPWM1和DSVPWM3[15,16]混合调制策略，能够有效控制中点电位平衡和降低开关损耗，但并未考虑两者切换时的过渡，可能会出现两个开关管同时动作的情况。
针对中点电位平衡问题和开关损耗问题，基于不连续SVPWM方法，本文提出了一种能够同时降低开关损耗和控制中点电位平衡的混合调制策略。该策略通过检测变流器交流侧三相瞬时电流的方向与直流侧两个电容电压的差值来切换矢量序列，进而控制中点电位在合理范围内波动以及选择电流最大相或较大相不动作来降低开关损耗，这两部分之间的切换采用滞环控制方式。在变流器全功率因数区域运行时，该混合调制策略均能有效地控制中点
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罗 锐等 三电平变流器中点电位平衡及低开关损耗SVPWM策略 3247
电位平衡并降低开关损耗。最后仿真和实验结果验证该调制策略的可行性和有效性。
1 三电平变流器及其中点电位
图1为三电平变流器主电路拓扑。其中，usa、usb、usc为三相系统输入相电压；ia、ib、ic为变流器输出的三相电流；Ls和Rs分别为电网的线路电感与电阻；UDC为直流侧电压；C1和C2为直流侧串联的两个滤波电容，电压分别为udc1和udc2，流过的电流分别为idc1和idc2；iN为中点电流。
图1 三电平变流器主电路
Fig.1 Main circuit of three-level converter
如图1所示，对于三电平变流器，其每一相桥臂均由2个钳位二极、4个开关管以及4个续流二极管构成。其中VT1与VT3互补导通，VT2与VT4互补导通。根据图1可定义开关函数为
⎧2VT1Sj=⎪
和VT2导通
⎨1VTj=a,b,c （1）
⎪2和VT3导通
⎩
0VT3和VT4导通
根据式（1）所示的开关函数，可将变流器的每一相桥臂用一个单刀三掷开关进行等效，建立三电平变流器的等效电路，如图2所示。
图2 三电平变流器等效电路
Fig.2 Equivalent circuit of three-level converter
根据式（1）所示的开关函数可知，变流器的每相桥臂均有0、1、2三种开关状态，这意味着变流器的三相桥臂会产生33=27种开关状态组合。三相三电平变流器的27个开关状态分别对应了19个电压空间矢量，根据这19个电压矢量的坐标位置，可
以得到图3所示的电压空间矢量分布图。
图3 三电平变流器电压空间矢量图 Fig.3 Voltage space vector diagram of
three-level converter
根据电压空间矢量幅值的大小，可将19个电压空间矢量分为零矢量（V0）、小矢量（V1～V6）、中矢量（V7～V12）和大矢量（V13～V18）四种类型。其中零矢量和大矢量对应的开关状态对中点电流iN无影响；小矢量所对应的两种冗余开关状态对中点电流iN的影响是相反的，它对于中点电流而言属于可控量；中矢量所对应的开关状态对中点电流iN有影响，但由于没有冗余开关状态，故对中点电流是不可控的[17,18]。因此一般通过调整小矢量的冗余开关状态作用时间来抑制中点电位的波动和偏差。
由图3可知，100与211、110与221、010与121、011与122、001与112、101与212等互为冗余状态。假如目前的空间矢量需要选取小矢量V1来进行合成，根据前面分析可知，小矢量V1对应的冗余开关状态为100或211，二者在空间矢量合成上是等效的，但对中点电流iN的影响却恰好相反。定义Δu=udc1−udc2，若此时Δu≥0，需减小udc1并同时增大udc2。若A相输出电流ia≥0，开关状态100引入的电流ia会向中点抽取能量，从而降低udc1的值，但因为总的直流侧电压保持恒定，因此udc2的值将增大。反之，若ia＜0，开关状态211会降低udc1的电压，从而增大udc2的电压。冗余开关状态的选择见表1。
表1 冗余开关状态选择
Tab.1 Selection of redundancy switch state
开关状态
Δu≥0
Δu＜0
ia≥0
ia＜0
ia≥0
ia＜0
100, 211 100 211 211 100 011, 122 122 011 011 122
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电 工 技 术 学 报 2018年7月 (续)
开关状态
ib≥0
Δu≥0
ib＜0
ib≥0
Δu＜0
ib＜0
扇区
钳位电平A=1 B=1
ic＜0
D1
C=1 A=2 表2 第Ⅰ扇区的不连续调制矢量序列 Tab.2 Discontinuous modulation vector sequence in
first sector
矢量序列
(111)→(110)→(100)→(110)→(111)(211)→(111)→(110)→(111)→(211)(111)→(211)→(221)→(211)→(111)(211)→(221)→(222)→(221)→(211)标志位0 1 2 3 010, 121 010 121 121 010 101, 212 212 101 101 212 开关状态
ic≥0
Δu≥0
ic＜0
ic≥0
Δu＜0
001, 112 001 112 112 001
110, 221 221 110 110 221
2 基于不连续SVPWM的中点电位平衡与
低开关损耗的混合调制策略
2.1 中点电位平衡
传统的“最近三矢量”七段式SVPWM算法，在每个开关周期都可以通过调整小矢量的冗余开关状态作用时间来控制中点电位平衡。在三电平变流器不连续SVPWM中，在某一区域里始终保持某一相桥臂的开关状态为0、1或2状态，即该相桥臂钳位在这一状态，其余两相桥臂只动作一次，减小开关次数，降低开关损耗。不连续SVPWM通常采用五段式的调制方法，在一个开关周期中每个电压矢量仅使用一次，因而在每个开关周期内小矢量也只能使用一次，传统的中点电位平衡控制策略将不再适用。
为实现不连续调制，按钳位状态不同可将每一扇区的矢量序列列举出来。第Ⅰ扇区电压空间矢量图如图4所示，表2为图4所示第Ⅰ扇区不同小扇区的不连续调制矢量序列。表2所示的矢量序列有如下特点：①每次开关状态发生变化时，仅一个开关函数变动，并且变动值是循环的；②在一个开关周期中，始终保持某相开关状态不变，另外两相开关状态进行切换；③在每个矢量序列中，选择的开关状态是对称的。
图4 第Ⅰ扇区电压空间矢量图
Fig.4 Voltage space vector diagram in first sector
C=0 (110)→(100)→(000)→(100)→(110)4 A=2
(210)→(211)→(221)→(211)→(210)0 D7
B=1 (211)→(210)→(110)→(210)→(211)1 C=0
(210)→(110)→(100)→(110)→(210)2 DA=2 (200)→(210)→(211)→(210)→(200)0 13
C=0 (210)→(200)→(100)→(200)→(210)1 D
A=2 (210)→(220)→(221)→(220)→(210)0 14C=0
(220)→(210)→(110)→(210)→(220)
1
下面结合表1、表2及图4来介绍本文提出的中点电位控制策略。
从前文分析可知，在内部扇区D1中，空间矢量有5种不连续调制序列。具体分析这5种调制序列。矢量序列0引入的中点电流为ia和−ic；矢量序列1引入的中点电流为−ia和−ic；
矢量序列2引入的中点电流为−ia和ic；矢量序列3引入的中点电流为−ia和ic；矢量序列4引入的中点电流为ia和−ic。通过分析发现矢量序列0与2、矢量序列3与4、矢量序列0与3及矢量序列2与4这四对矢量序列对中点电流的影响正好相反，因此均可用于调整中点电位。但同时考虑到矢量序列之间的平滑过渡，最终选择矢量序列0与2作为D1扇区的调制序列。在实际的控制系统中，只需要判断ia−ic的符号和中点电位波动的方向，就可以对矢量序列进行选择。若此时Δu≥0，则意味着中点电位过高，若此时ia−ic≥0，则应选取矢量序列0从中点抽取电流以降低中点电位；反之，若ia−ic＜0，则应选取矢量序列2。用同样的方法进行分析，可知当Δu＜0时，矢量序列的选取与电流的关系恰好相反。
在中间扇区D7中，由前面分析可知，有三种不连续调制序列。其中矢量序列0中的小矢量211和221引入的电流分别为−ia和ic；矢量序列1中的小矢量211和110引入的电流分别为−ia和−ic；
矢量序列2中的小矢量100和110引入的电流分别为ia和−ic。通过分析可知矢量序列0和矢量序列2对中点电位的影响是相反的，因此可以选取矢量序列0和
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2来实现中点电位平衡控制。按照内部扇区D1中的分析方法，当Δu≥0时，若ia−ic≥0，选择矢量序列2将从中点抽取能量，降低中点电位，减小中点误差；若ia−ic＜0，选择矢量序列0。当Δu＜0时，选取的调制方法与电流的关系正好相反。
在外部扇区D13中，不连续空间矢量调制顺序为：(200)→(210)→(211)→(210)→(200)和(210)→(200)→(100)→(200)→(210)。用与内部扇区D1中相似的方法，对矢量序列0和1进行切换。该调制方法中，小矢量冗余开关状态100和211引入的中点电流分别为ia和−ia。如果此时的中点电位Δu≥0，若ia≥0，100引入的电流ia从中点抽取能量，抑制中点偏移，因此选择矢量序列1；若ia＜0，211引入的电流−ia从中点抽取能量，抑制中点偏移，因此选取矢量序列0。当Δu＜0时，按照同样的方法进行分析可得到相反的结果，在此不再赘述。
在外部扇区D14中，分析方法与D13中相同，现列出结果，当Δu≥0时，若ic≥0，选择矢量序列0；若ic＜0，选择矢量序列1。当Δu＜0时，若ic≥0，选择矢量序列1；若ic＜0，选择矢量序列0。
以上是以第Ⅰ扇区为例，对中点电位平衡算法进行的分析，其余扇区Ⅱ～Ⅵ亦可用同样的方法进行分析。归纳出第Ⅰ扇区中中点电位平衡算法调制序列，见表3。
表3 第Ⅰ扇区中中点电位平衡算法调制序列 Tab.3 Modulation sequence for balancing neutral point
potential in first sector
扇区 中点电位 电流关系
矢量序列
标志位→(110)→(100)→(110)→(111)Δu≥0 ia−ic≥0 (111)0 Dia−ic＜0 (111)→(211)→(221)→(211)→(111)1
2 ia−ic≥0 (111)→(211)→(221)→(211)→(111)2 Δu＜0
ia−ic＜0 (111)→(110)→(100)→(110)→(111)0 2 Δu≥0 ia−ic≥0 (210)→(110)→(100)→(110)→(210)Dia−ic＜0 (210)→(211)→(221)→(211)→(210)0 7
0 Δu＜0
ia−ic≥0 (210)→(211)→(221)→(211)→(210)ia−ic＜0 (210)→(110)→(100)→(110)→(210)2 ia≥0 (210)→(200)→(100)→(200)→(210)1 Δu≥0 Dia＜0 (200)→(210)→(211)→(210)→(200)0 13
0 Δu＜0
ia≥0 (200)→(210)→(211)→(210)→(200)ia＜0 (210)→(200)→(100)→(200)→(210)1 0 Δu≥0 ic≥0 (210)→(220)→(221)→(220)→(210)1 Dic＜0 (220)→(210)→(110)→(210)→(220)14
1 Δu＜0
ic≥0 (220)→(210)→(110)→(210)→(220)
ic＜0 (210)→(220)→(221)→(220)→(210)
0
2.2 大电流钳位
由于三电平变流器主要用于高压大功率场合，开关器件主要是IGBT模块。IGBT模块的开关损耗计算过程十分复杂，但开关损耗主要由流过器件电流大小及开关频率来决定，因此减小开关损耗的方法主要有两种[19,20]：①尽可能减小电流最大相或较大相的开关次数；②尽可能降低开关频率，即减小单位周期内的开关次数。为了进一步降低开关损耗，可以在表2所示的不连续调制序列基础上采用大电流钳位原则，具体选择见表4。根据表4的条件可以选择电流最大相或较大相钳位。如当参考电压空间矢量位于内部扇区D1和中间扇区D7时，可以选择电流最大相钳位；当参考电压空间矢量位于外部扇区D13和D14时，由于冗余小矢量减少，控制的自由度降低，只能根据相电流ia和ic的大小来选择钳位相。
表4 第Ⅰ扇区大电流钳位及其条件
Tab.4 Big current clamp and conditions in first sector
扇区
大电流 钳位条件
矢量序列
标志位|ia|＞|ib|,|ia|＞|ic|(111)→(110)→(100)→(110)→(111)0 D1
|ib|＞|ia|,|ib|＞|ic|(211)→(111)→(110)→(111)→(211)1 |ic|＞|ia|,|ic|＞|ib|(111)→(211)→(221)→(211)→(111)2 |ia|＞|ib|,|ia|＞|ic|(210)→(211)→(221)→(211)→(210)0 D7
|ib|＞|ia|,|ib|＞|ic|(211)→(210)→(110)→(210)→(211)1 |ic|＞|ia|,|ic|＞|ib|(210)→(110)→(100)→(110)→(210)2 |i＞|i→(210)→(211)→(210)→(200)0 Da|c| (200)13
|ic|＞|ia| (210)→(200)→(100)→(200)→(210)
1 |i|i→(210)0 Da|＞c| (210)→(220)→(221)→(220)14
|ic|＞|ia| (220)→(210)→(110)→(210)→(220)
1
根据2.1节和2.2节的分析可知，通过合理地切换矢量序列既可以控制中点电位的偏移，又可以降低开关管的损耗，但是二者不能同时满足，两者只能择其一。本文提出的混合调制策略不仅要实现中点电位平衡还要降低开关损耗，因此在调制过程中必然要允许中点电位的偏移，但必须将其控制在合理的范围内。该混合调制策略包含中点电位平衡和大电流钳位两部分，这两部分之间的切换采用滞环控制，使中点电位的偏移值在设置的滞环环宽内，环宽的设定既要保证中点电位不会出现过大偏移，又要避免频繁超过设定值而导致大电流钳位区域的减小。图5给出了混合调制策略中的中点电位滞环控制流程。
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图5 混合调制策略中的中点电位滞环控制流程 Fig.5 Flow chart of neutral point potential hysteresis
control in hybrid modulation strategy
2.3 过渡矢量序列的选择
为了减小输出波形谐波含量以及降低EMI，变流器调制采用的矢量序列必须满足一定的基本原则。该基本原则为每次开关状态变动时仅引起一相电压的变化并且只有两个互补开关管的触发信号发生改变，即开关状态不能出现0与2之间的直接跳变，否则极有可能烧毁开关管，影响装置的正常运行。
通过对比分析表3和表4所示的矢量序列，可以发现表4中包含有表3中全部序列，因此在选择过渡矢量序列时，为了简化，只需对表4中的矢量序列进行分析。通过分析可知，扇区内的矢量序列之间的切换满足上述基本原则，扇区间的切换却只有部分满足。例如扇区D1中的矢量序列0：(111)→ (110)→(100)→(110)→(111)向扇区D7中的矢量序列0：(210)→(211)→(221)→(211)→(210)切换时必须完成111到210的转换，如果直接切换必然会违背基本原则。为此，可令矢量序列在进入D7的第一个开关周期采用固定的矢量序列进行切换，如D7中的矢量序列1：(211)→(210)→(110)→(210)→(211)，而在D7内的第2～N个开关周期，可根据中点电位平衡需要或大电流钳位原则来选择对应的矢量序列。按照同样的方法，可以获得其他扇区之间切换时所需的过渡矢量序列。变流器稳态工作时第Ⅰ扇区各小扇区切换时所需的过渡矢量序列见表5。表6为不同扇区各小扇区间过渡时所需的矢量序列。表中，“0”、“1”和“2”分别代表选择的过渡矢量序列为终止扇区的矢量序列0、1和2；“0/1”、“0/2”和“1/2”分别代表使用的过渡矢量序列为终止扇区的矢量序
列0或1、0或2以及1或2；“×”代表切换时不需要过渡矢量序列，可以直接进行切换；“[”代表正常运行时不可能出现的矢量过渡区域。
表5 第Ⅰ扇区扇区间过渡矢量序列的选择 Fig.5 Selection of transition vectors between sectors in
first sector
矢量序列
D1 D7
D13 D14
01 20 1 2 0 1 010
×××1 × 1 [ [[[D1
1×××× × × [ [[[2×××1 × 1 [ [[[0
1×1 × × × [ [××D71×××× × × [ [×02
1×1 × × × [ [××[[[× 0/2 × × ×××D013
1[[[× × × × ×××D0[[[[ [ [ [ [××14
1
[
[
[
[
[
[
[
[
×
×
表6 不同扇区各小扇区间过渡时所需的矢量序列 Tab.6 Selection of transition vectors between sectors in
different sectors
矢量序列
D1 D2
D13
D15 01201 2 0 1
010××××× × [ [[[D11×××1/2× × [ [[[2××××× × [ [[[0×××[[ [ [ [[[D61×××[[ [ [ [[[2×0/2×[[ [ [ [[[[[[[ [ [ [D0[1×141[[[[[ [ [ [××D0[[[[[ [ × ×[[241
[
[
[
[
[
[
×
0
[
[
表5的第一列代表起始扇区的起始矢量序列，第一行为终止扇区的终止矢量序列，选择的过渡矢量序列必须在不违反基本原则的前提下完成二者之间的转换。
3 仿真和实验
3.1 仿真
在Matlab/Simulink仿真环境下搭建了三电平NPC并网逆变器的仿真模型，仿真参数见表7。对
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本文提出的调制策略进行仿真证明，仿真模型采用闭环控制，滞环环宽为2.5V。
表7 仿真参数
Tab.7 Parameters of simulation
参 数 数 值 电网频率/Hz 50 三相系统相电压/V 220 直流侧电容值/μF 4 700 开关频率/kHz 10 连接电抗/mH 6 直流侧母线电压/V
750
为了满足仿真效果，首先分别设置两个直流侧电容电压初始值为400V和350V。仿真得到的直流侧电容电压波形如图6所示。可见本文提出的混合控制策略能快速地控制中点电位平衡，只需0.15s直流侧电压就能达到平衡。图7为稳态时直流侧电
容电压偏差Δu波形，可以看到Δu的波动范围在 ±2.5V之间，直流侧电容电压偏差被控制在设定的滞环环宽内。
图6 直流侧电容电压仿真波形
Fig.6 The simulation waveforms of DC-link voltages
图7 直流侧电容电压偏差Δu仿真波形 Fig.7 The simulation waveform of DC-link
voltage deviation
在中点电位达到平衡后，采用所提出的调制策略得到的AB相线电压波形及其频谱如图8所示。由图8可见，线电压未出现较大跳变的情况，这表明扇区之间过渡时满足矢量切换的基本原则；同时线电压输出总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）很低，THD=0.83%，因此可以保证输出波形的质量。
（a）线电压输出脉宽波形
（b）线电压输出频谱
图8 输出线电压仿真波形及其频谱
Fig.8 The simulation waveforms of line-to-line voltage
and its spectrum
3.2 实验
本文搭建了一台三电平NPC并网逆变器的实
验样机来验证所提控制策略的可行性和有效性。主
控制电路由以DSP为核心的控制部分以及FPGA为核心的PWM驱动信号产生部分共两部分组成。DSP为TI公司的TMS320F28335，FPGA为Altera公司Cyclone Ⅲ系列的EP3C55F484C8。三电平NPC样机的主要参数为：三相系统电网电压频率50Hz，相电压幅值50V，进线电感值6mH，直流侧输入电压100V，滞环环宽为2.5V。选取Tektronix DPO3034型号示波器用于波形显示及HIOKI3197型号电能质量分析仪用于功率分析。
图9给出了在中点电位平衡时传统七段式SVPWM及提出的控制中点电位平衡并降低开关损耗的混合调制策略下线电压波形及其对应的谐波波形。对比分析图9a和图9b可以发现，采用传统七段式SVPWM时的线电压谐波含量要略低于提出的SVPWM混合调制策略时的谐波含量，这是由于采
用提出的SVPWM混合调制策略时开关次数减小导致的。因此为了降低开关损耗，需要牺牲一定的谐
（a）传统七段式SVPWM
3252
电 工 技 术 学 报 2018年7月
（b）本文提出的SVPWM混合调制策略
图9 在中点电位平衡时传统七段式SVPWM和
本文提出的SVPWM策略的对比
Fig.9 Results of traditional SVPWM and proposed SVPWM scheme when the neutral point potential
is balanced
波特性。
图10为在提出的SVPWM混合调制策略下的直流侧电容电压及中点电位波形。由图10可见在提出的调制策略下能够实现中点电位平衡，控制中点电位在合理的范围内波动。如图10所示，Δu在±2.5V内浮动，直流侧电容电压维持在参考值50V左右。
图10 直流侧电容电压udc1, udc2和中点电位Δu波形 Fig.10 Waveforms of DC-link voltage udc1, udc2 and
neutral-point potential Δu
图11是在不同功率因数下A相开关管VT1、VT2、VT3和VT4脉宽的实验波形，从图11可以看出，在不同功率因数（λ=0.4或0.8）下，调制过程中各个开关管均有一定的不动作区域，减小了开关管的动作次数。说明所提出的SVPWM混合调制策略在全功率因数区域内均能有效地降低开关损耗。
为了进一步验证所提出的开关损耗减小调制策略的有效性，利用电能质量分析仪对在传统七段式SVPWM策略以及提出的SVPWM混合调制策略下的功率情况进行了对比分析，测量结果见表8，其中Pi、Po分别为变流器输入和输出功率。通过对比发现，与传统的七段式SVPWM策略相比，本文提出的SVPWM混合调制策略可将系统效率提高约0.6%。
（a）λ =0.4
（b）λ =0.8
图11 不同功率因数下A相开关管脉宽波形 Fig.11 Waveforms of switches PWM in A phase with
different power factor 表8 两种策略下输出效率对比
Tab.8 The comparison of output efficiency with
different strategies
传统七段SVPWM
编号
本文提出的SVPWM Pi/kW
Po/kWη(%) Pi/kW
Po/kW
η(%)1 0.442
0.42896.40 0.456 0.44297.032 0.6280.60896.81 0.632 0.61697.453 0.8250.79896.73 0.838 0.81697.354 0.9860.95496.75 0.995 0.96997.415 1.1241.08196.17 1.131 1.10697.806 1.3651.31296.12 1.387 1.34296.757 1.5681.50595.98 1.583 1.52996.618 1.739
1.675
96.32 1.725 1.672
96.95
4 结论
本文针对三电平变流器的中点电位控制要求以及低开关损耗问题，基于不连续SVPWM，提出了一种混合调制方法。该方法包括中点电位平衡和大电流钳位两个部分，这两部分之间的切换采用滞环控制的方式。通过合理的选择滞环环宽阈值，可以在全功率因数范围内实现降低开关损耗的同时保证中点电位的浮动在合理的范围内。最后搭建的仿真和实验平台对本文所提出的混合调制策略进行了验证。
第33卷第14期
罗 锐等 三电平变流器中点电位平衡及低开关损耗SVPWM策略 3253
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作者简介
罗 锐 男，1993年生，硕士研究生，研究方向为多电平技术、有源电力滤波器和无功补偿。 E-mail: 1328591233@qq.com
何英杰 男，1978年生，博士，副教授，硕士生导师，研究方向为多电平技术、有源电力滤波器和无功补偿。 E-mail: yjhe@mail.xjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 张玉荣）
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